微波电子线路第三章(中).pptVIP

微波频率变换器 与线性周期时变电阻网络类似，电路方程中并没有直流和泵浦端口，这同样是由于时变电容已经体现出了直流和泵浦激励的作用，实际的变容管与直流、泵浦信号源组成了整体的理想时变电容出现在电路中。 3.3.2 参变网络及和频上变频器的一般能量关系 1．门雷-罗威关系 直流偏置 泵浦电压 信号电压 非线性电容 交变电荷 各次谐波的组合频率分量 微波频率变换器 并联型参变网络 电流也包含各种分量 此电流中的每个分量将分别流过相应的一条支路 假设非线性电容是理想无耗的，因而它是一个理想储能元件， 它本身既不产生能量，也不消耗能量，所以注入非线性电容中的 能量只能转换成其它频率的能量全部输出，即应符合能量守恒定 律。在非线性电容中，各频率分量的平均功率之和应等于零，即： 微波频率变换器 3.2.5 单平衡混频器 1．900相移型平衡混频器 单端混频器是一种最简单的非线性电阻微波混频器， 它的性能较差，在实际工程中应用不多。为了改善混频器 的性能，可以采用多个阻性二极管构成 “平衡混频器”。 根据单平衡混频器两个混频二极管上信号及本振相位的不 同，平衡混频器分为900相移型和1800相移型两种类型。 900相移型单平衡混频器的等效电路，它通过功率混合电路使加 在两个二极管上信号及本振相位有所区别。 微波频率变换器 （1）输出电流与性能 加于二极管 和 管上的信号电压为： 反映了功率混合电路2端口 管的信号相位滞后于3端口 管900， 同时已经考虑了 管的接法与 相反，若以 极性为正，则需在 管电压上引入“－”号。 加于二极管 和 管上的本振电压为： 可分别求得 管和 管的混频电流为： 微波频率变换器 根据电路中输出端接法可知输出电流为： 可以得到900相移型平衡混频器的几个重要结论： 当 及 时，考虑到 的 关系，可求得中频电流为： 微波频率变换器 即在非线性混频过程中产生了中频分量，而且 管和 管的中频电流是相加的，能够实现混频功能。 当 时，有 ， 即在混频器的输出端有许多分量互相抵消（平衡）而不存在。 平衡混频器输出电流频谱含量比单端混频器的少得多，在强 信号下它产生的组合干扰也较少。 由于平衡混频器利用两个二极管，在同样强的输入信号下， 分到每个管的信号功率比单管混频时小3dB，因此它所容许的 不失真的信号强度（即输入动态范围）比单端混频器大3dB。 （2）抵消本振噪声 由于加在 管的本振和噪声电压均有-900相移，则 管产生的噪声电流为： 微波频率变换器 中频噪声电流为： 加在 管的本振和噪声电压均有00相移，则产生的中频噪声电流： 总的输出中频噪声电流为： 由此可见，在900相移型平衡混频器中本振噪声经混频后两 管产生的中频噪声在输出端互相抵消而无输出，这是它优越于 单端混频器的又一方面。 微波频率变换器 2．1800相移型平衡混频器 本振1800相移型平衡混频器等效电路 变压器次级信号电压 的正极加于二极管 的 正极， 的正极加于二极 管 的正极，因而加于管 和管 上的信号电压是 同相的。 而本振电压加于变压器 次级中心点与两管连接点（高频地电位点）之间，因而 管上的本振 电压与 管上的反相。 由于两个加在两个混频管上的本振电压反相，这种结构构成了 1800相移型平衡混频器的一种，称为本振反相型平衡混频器。 如果将本振口与信号口互换，则可构成信号反相型平衡混频器。 微波频率变换器 加于二极管 和管 上的信号电压为： 信号同相 加于二极管 和管 上的本振电压为： 反相 二极管 和管 上的混频电流为： 微波频率变换器 根据电路中输出端接法可知输出电流为： 可以得到本振反相型平衡混频器的几个重要结论： 当 及 ，可求得中频电流为： 即在非线性混频过程中产生了中频分量，而且管 和管 的中频电流是相加的，能够实现混频功能。 由于 即在混频器的输出端包含有本振偶次谐波的组合分量被抵消而无输出。 微波频率变换器 本振反相型平衡混频器的输出电流可进一步表示为： 它与900相移型平衡混频器的输出电流频谱不同。 3.2.6 双平衡混频器 四个二极管的正负极顺次相连，组成一个环路或二极管电桥，故又称之为环形混频器。 当四个二极管特性相同时，各个二极管上信号和本振电压幅度完全相同。 中频信号从信号巴仑的平衡端（变换器次级）的