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模块化多电平逆变器的调制策略及仿真设计

目录

TOC\o1-3\h\u28905模块化多电平逆变器的调制策略及仿真设计 -1-

9911MMC调制策略 -1-

124621.1载波移相PWM调制 -2-

79661.2最近电平逼近调制策略 -3-

172521.3载波层叠调制策略 -5-

238711.4等效电平调制策略 -5-

151921.5混合调制策略 -9-

79322仿真实验 -10-

142002.1仿真实验工具简介 -10-

113252.1.1MATLAB简介 -10-

63312.1.2Simulink简介 -10-

165962.2仿真实验 -10-

98842.2.1七电平MMC模型 -11-

63292.2.2子模块模型 -11-

243072.2.3输出电压电流波形 16

1MMC调制策略

首先调制策略的定义是利用调制波来得到所需要的器件的触发信号，而如何利用调制波，又分为两部分，一是通过调制波本身进行逻辑计算，二是通过载波和调制波进行比较。

作为MMC正常运行的前提，调制策略的选择尤为重要，因为调制策略的选择将直接影响到变换器直流侧电压的利用率、调制过程的计算复杂度和复杂度、电容电压纹波、输出电流纹波等指标。一个好的调制策略需要满足以下要求：

（1）接近调制波的速度和能力，即MMC各相输出波形的基波分量应尽可能接近调制波，且速度应快：

（2）各相输出电压的谐波畸变率较低，即除基波分量外的其他次谐波尽量少

（3）系统效率高，调制的最终实现是通过控制开关器件的状态来确定输出，因此一种好的调制方法将大大减少开关管的开关次数

（4）调制算法的计算复杂度较低，因此降低对控制器的要求，使所有控制器都能运行调制算法是非常重要的。

对于上述要求，任何单一的调制方式都不能满足所有的要求，因为实现多个指标都会干扰另一个指标。因此，根据变换器的具体应用和要求，有必要选择一种能够考虑一个或多个因素的调制方式。因此，将详细分析载波相移调制和最近电平近似调制。

1.1载波移相PWM调制

首先是，载波移相调制的本质，通过三角载波和正弦调制波的比较，来得出信号。将所有不同相位的三角载波都与正弦波进行比较，既能得出所需的所有PWM信号。通过所得出的信号，就能对子模块的开关状态进行控制。假设输出为n+1电平，以n组相同频率、T/n交错（T为三角波周期）的三角波为载波，与调制波比较，得到n个开关控制信号。在这种调制策略下，等效开关频率是载波频率的N倍。理想情况下，每个子模块具有相同的开关频率，并且由于三角波和正弦波的对称性，如果每个子模块的电容电压可以自平衡，则不需要额外的电容电压均衡控制策略。示意图如图3-1所示。

图3-1载波移相PWM调制原理图

LC低通滤波器常用于级联H桥逆变器。LC滤波器中的电感需要取很小的值，来达到系统对于跟踪电流的需求。当电流大于0时，电感电流的变化率最大，应根据这种情况，来确定电感的上限。同时，电感应足够大，以抑制电流波动。由于电感电流达到峰值时，电流纹波最为严重，应根据这种情况确定电感的下限。

采用下式得到电感的下限:

（3,1）

其中，N为级联桥的个数,N=5;为每个H桥直流侧额定电压，设计值为1000V;为DVR输出电压峰值;为DVR输出功率因数;为等效开关频率;在每个子模块开关频率1000Hz时,等效开关频率为1000×5=5000(Hz);为电感最大冲击电流，通过仿真计算取为23A。

计算得到在满足最大输出0.5pu电压、功率因数在0-1范围内变化时的电感下限值为800μH,本项目中最终取值为1000μH.耦合电容取值由下式给出:

（3,2）

其中，为系统基波频率，=50Hz，为等效开关频率，=5000Hz，为滤波器谐振频率，其表达式为，最终选取的电容值为20μF。

1.2最近电平逼近调制策略

在高压大功率变换领域，MMC一般通过级联多个子模块来提高直流电压。此时，输出电压波形非常接近标准正弦波，采用最近电平逼近调制可以降低开关损耗和换流站损耗。以7电平模块化多电平逆变器为例，即n=6，每次投入运行的子模块形成的阶跃波需要无限接近调制波，基于最近电平逼近调制法，MMC各相单元上、下桥臂中的子模数由下式得到:

（3,3）

式中为调制波瞬时值，为子模块电容电压平均值，round（x）表示对x按四舍五入取整

图3-2NLM调制策略原理图

根据上下桥臂投入的子模块数表达式可知上下桥臂投入子模块数总是恒等于N。