射频微波电路导论课件西电版第章.pptVIP

第三章 匹配理论 阻抗匹配的基本思想 阻抗匹配的重要性体现在三个方面 实际的阻抗匹配网络中需要考虑的因素 3.1 基本的阻抗匹配理论 直流情况下的阻抗匹配 输出功率为 3.2 共轭匹配 源和负载失配 输入端阻抗 传输给负载的功率 分三种情况来考虑负载阻抗的情况 2 源与带负载的传输线匹配 3 共轭匹配 在共轭匹配的情况下， 和 都可能不为零，也即在传输线上有反射波，但是传送到负载的功率有可能要大于传输线上无起伏（无反射）时的传输功率？ 如果源阻抗实数(Xg＝0),则Rin＝Rg, Xin＝Xg＝0时，负载上得到最大传输功率，这就和第二种负载情况时一致 可以得到：当源阻抗为实数时，带负载的传输线与源阻抗匹配的时候，传送到负载上的功率最大 3.3 串联与并联元件在圆图中的表示 R与L元件的并联 R与C元件的并联 R与L元件的串联 R与C元件的串联 T型网络 3.4 L型匹配网络 射频工程设计主要目标： 1 满足系统要求 2 成本最低、可靠性最好 L型网络的八种形式 复数负载连接单一电抗元件(电感或电容)的效果 采用L型匹配网络实现最佳功率传输的设计步骤 5 先沿相应的圆将源阻抗移动到上述交点，然后再沿相应的圆移动到负载的共轭点，求出电感或者电容的归一化值 6 根据工作频率去定电感或者电容的实际值 例如：源阻抗Zs=(50+j25)欧，负载阻抗Zl=(25-j50)欧，传输线特征阻抗50欧，工作频率2GHz，利用Smith圆图设计分立双元件匹配网络，给出所有可能的电路结构 1 归一化负载阻抗和源阻抗是 zs＝Zs/Z0=1+j0.5 或者 ys＝0.8-j0.4 zl＝Zl/Z0=0.5-j1 或者 yl＝3+j0.8 选择从源到负载方向来设计匹配网络。通过归一化源阻抗点画等电阻圆和等电导圆 通过归一化负载阻抗点的共轭复数点画等电阻圆和等电导圆 6 根据前面步骤得到的结论得到器件的实际值。选择经过A点的匹配路径求实际值 对于阻抗匹配可以从源开始向负载端匹配，也可以从负载端开始向源方向匹配 匹配网络的选择 网络的频率相应和品质因数 节点品质因数 Smith圆图中的等Qn线 例如：在1GHz频率上使负载阻抗ZL=(25+j20)欧和50欧的源阻抗匹配，根据Smith圆图确定网络的有载品质因数 两种满足要求的匹配网络 这两个L型匹配网络的品质因数Qn＝1 匹配网络中品质因数的重要性 T型匹配网络 例如：设计一个T型网络，要求该网络将Zl=(60－j30)欧的负载阻抗变换成Zin=(10+j20)欧的输入阻抗，且最大节点品质因数等于3。假设工作频率为f=1GHz，计算匹配网络的元件值 PI型匹配网络 例如：已知款待放大器需要一个PI型匹配网络，该网络能将Zl=(10-j10)欧的负载阻抗变换成Zin=(20+j40)欧的输入阻抗。要求匹配网络具有最小的节点品质因素，且匹配频率点为f0＝2.4GHz,求个元件值 由于输入输出阻抗是固定的，待求匹配网络的品质因数不可能低于Zl和Zin点所对应的最大Qn值，所以Qn的最小值可以确定为 PI型网络在Qn=2的条件下采用Smith圆图设计 3.5 微带线匹配网络 随着频率的增加，工作波长变短，分立元件的寄生参数效应变得更明显，设计时需要考虑寄生效应，而且分立元件是一些标准数值，这就限制了分立元件在高频的应用。当波长变得明显小于典型元件的尺寸时，就用分布参数元件替代分立元件，微带线替代分立元件的微带匹配网络得到了广泛的应用。 在GHz频段，通常采用分布参数元件和分立元件混合的方法，分布参数元件即为微带线；分立元件中因为电感的有更高电阻性损耗，所以很少采用，应用更广泛的是电容。 例如：设计一个匹配网络将ZL=(30+j10)欧的负载阻抗变换成Zin=(60+j80)欧的输入阻抗。要求该匹配网络必须采用两端串联传输线和一个并联电容。已知两端传输线的特征阻抗均为50欧，匹配网络的工作频率为f=1.5GHz 考察上图中匹配电路的调谐能力 3.6 单节短截线匹配网络 例如：已知负载阻抗Zl=(60-j45)欧，采用(a)中短截线和传输线特性阻抗均为Z0=75欧。设计一个单节短截线匹配网络将该负载变换为Zin=(75+j90)欧的输入阻抗 选择短截线长度Ls的基本原则是：短截线产生的电纳Bs能够使负载导纳yl变换到经过归一化输入阻抗点zin的驻波比圆上 3.7 双短截线匹配网络 单短截线需要在短截线与输入端口或者短截线与负载之间插入一段长度可变的传输线，限制了匹配网络的可调性，而双短