如何設計返馳隔離電源.docVIP

如何設計返馳式隔離電源  Design Assistant包含本文介紹之相關計算式，可讓設計過程更有效率。　如何設計FLYBACK隔離電源供應器圖1是使用FPS（Fairchild Power Switcher）返馳式隔離電源轉換器的基本線路圖，本文並會以此為參考線路來說明如何設計FLYBACK隔離電源供應器。因為運用整合MOSFET、PWM及其他周邊線路於單一封裝的FPS，比利用獨立之MOSFET及PWM控制器來設計電源供應器要簡單許多。在設計電源供應器會考慮變壓器之設計、輸出濾波電感、輸出與輸入電容的選擇及封閉迴路補償的計算。因此我們按照圖1之參考線路，依特定的步驟來設計我們所需之線路。最後附錄範例，則是利用此步驟而設計的輔助軟體來幫助我們完成整個線路計算。 ▲圖1：基本的flyback隔離電源轉換器 　設計步驟　本文將以目前的參考線路來說明設計的步驟。而幾乎所有FPS其第一腳至第四腳的功能定義是不變的。因此此參考線路適合大部份的FPS。　■步驟1 決定系統規格：◎輸入電壓範圍(Vlinemin及Vlinemax)◎輸入交流電頻率◎最大輸出功率(Pout)◎預估的效率(ηeff)：首先我們需要預估系統效率以計算最大輸入功率。當沒有資料供參考時，一般我們會在低電壓輸出應用時，效率設在η eff = 0.7～0.75。在高電壓輸出應用時則設η eff = 0.8～0.85。　以預設的效率可算出輸入功率為：　 　若在多組輸出的狀況下，每組輸出所佔之比例係數為：　 　其中Po(n)為第N組之最大輸出，若電源供應器只有單組輸出則KL(n) =1，考慮最大輸入功率以選用適當的元件（如最適當的FPS）。　■步驟2決定輸入濾波電容容值(CDC)及其電壓VDC之範圍：　最大VDC之漣波電壓如下式：　 　其中Dch是CDC電容充電工作週期如圖2所示。一般約為0.2。對全範圍電壓輸入(85～265Vrms)，應設定ΔVDCmax為√2Vlinemin的10～15％。　 ▲圖2：輸入濾波電容波形 　由ΔVDCmax，可知最大及最小之VDC　 　 　■步驟3決定最大之工作週期比（Dmax）：在連續電流模式（CCM），建議設定之Dmax小於0.5以避免次諧波振盪（sub-harmonic oscillation）。從（6）及（7）式表示輸出反射在一次側之電壓（VRO）與MOSFET的最大標稱電壓（nominal voltage）　 　 　得知施加在MOSFET的電壓會因Dmax減少而降低。但亦會增加施於二次側整流二級體之電壓。因此在有足夠的MOSFET耐壓條件下，可儘量設大Dmax之值，一般Dmax為0.45。　■步驟4決定一次側之電感值：　Flyback電源轉換有兩種工作模式：連續導通模式（continuous conduction mode，CCM）及不連續導通模式（discotinuous conduction mode，DCM）。工作模式的變換取決於負載電流與輸入電壓的變化。因此以最大輸出電流與最小輸入電壓為條件設計一次側之電感。　 　其中fs為切換頻率而KRF是漣波因素如圖3所示。在DCM工作模式時，KRF =1；在CCM工作模式時，KRF＜1。對全範圍輸入電壓，合理之KRF=0.3～0.5。　而MOSFET的最大峰值電流及均方根電流如（9）及（10）式：　 　 　 　 　檢查MOSFET之最大峰值電流是否低於FPS脈衝電流限流。 ▲　圖3：MOSFET Drain電流與漣波因素(KRF) 　■步驟5決定適當鐵心及一次側最小繞線圈數：　實際上，一開始時，因有許多變數而只能大略的選擇鐵心。若有製造廠商之選擇指南，可參照來選擇適當的鐵心，若無可參考之資料，則使用（13）之等式作為起點。 　如圖4所示Aw為鐵心窗戶面積、Ae為鐵心截面積。（單位為mm2）ΔB為在正常工作下磁通密度的變化量（單位為Telsa），對大部分之功率鐵氧體磁鐵心（ferrite core）來說，值約0.3～0.35T。　根據所選之鐵心，避免變壓器飽合之一次側最小圈數如（14）式：　 　其中Imin為FPS之限流值，Bsat為飽和磁通密度。若無參考資料Bmax可設為0.35～0.4T。 ▲圖4：窗戶面積與鐵心截面積 　■步驟6決定每一輸出之圈數：　首先，決定一次側與用於迴授控制之輸出二次側電壓之圈數比。 　而Np與Ns1各別為一次側與二次側作為參考輸出電壓之繞線圈數。Vo1為輸出電壓，VF1為位於二次側二級體之正向導通壓降。　因此決定Ns1之適當整數圈數值，將可能使Np大於（14）式得到之Npmin。有時Npmin會遠大於所求出之值。如此，需要改採較