MSK生成原理.pptVIP

频分多址（FDMA）以及时分多址（TDMA）分别从频域和时域对信道进行分割，从而实现信道复用。而通过正交码或PN码实现信道复用可以更有效地利用信道频带且可靠性更好，这就是码分多址（CDMA）技术。 * * 串并变换 GMSK信号的产生 产生GMSK信号最简单的方法使输入的不归零（NRZ）信息比特流通过高斯低通滤波器(GLPF），而后进行FM调制，该方法应用很广泛，包括GSM系统中。 NRZ数据 高斯LPF FM发射机 GMSK射频输出 图1 采用直接FM构成的GMSK发射机的原理框图 图2. MSK和GMSK信号的相位路径 图3 MSK信号功率谱密度 带宽25KHz 功率谱特性： MSK信号的主瓣比较宽，第一个零点在 0.75/Tb处，第一旁瓣峰值比主瓣低约23dB，旁瓣下降比较快。 QPSK信号的主瓣比较窄，第一个零点在0.5/Tb处,旁瓣下降比MSK要慢。 移动通信系统中，通常要在25kHz的信道间隔中传输16kb/s的数字信号，邻道辐射功率要求低于-80～-70dB，显然MSK信号不能满足。而另一种数字调制方式GMSK能很好地满足要求。 图4 GMSK信号的功率谱密度 25kHz领近频道衰减 - 80dB 为何选用 Gray 映射? 以8ASK幅度调制为例 √ OQPSK 有时候我们会使用非线性的功率放大器，理由是：(1)线性功放太贵；(2)线性功放功率转换效率低。带通信号通过非线性功放时可能会发生失真，失真的程度与带通信号的包络起伏有关，包络起伏越大则失真越大。 QPSK 采用NRZ 基带脉冲时，包络是恒定的，但旁瓣太高（功率谱密度随1/ f 2 衰减）。如果采用升余弦滚降，旁瓣倒是解决了，但包络起伏很大。 QPSK 信号表达式是 ，复包络是I (t) +jQ(t) ，包络是 。采用升余弦脉冲后， A(t ) 不是常数，而是有起伏的，其最大最小值之比是无穷大（最小值是0）。这样的QPSK 信号经过非线性功放后，会产生失真。失真在频域的表现是：带外会产生新的频谱分量，使得我们使用升余弦脉冲成形进行限带的目的被破坏。 图5 QPSK 的包络（含脉冲成型） 理想QPSK包络 限带滤波后的QPSK包络 QPSK 包络起伏大的主要问题出在I (t ) 、Q(t) 有可能同时为0。而I (t )或Q(t) 为0 发生在I 路或Q 路上的比特同时发生变化的时候。 解决思路：如果能设法使I 路和Q 路上的比 特不同时发生变化，则可以使I (t ) 、Q(t) 的零点避开，从而减少包络起伏。 OQPSK 就是简单地给I (t ) 或Q(t) 加上半个码元的时延，从而使I 路和Q 路上的比特不同时发生变化，进而使I (t ) 、Q(t) 的零点得以避开的一种调制方式。 图6 OQPSK 的包络（含脉冲成型） 图7 QPSK和OQPSK功率谱 图8 4进制差分编译码器 注意: 所谓4 进制符号其实就是一对比特，我们用记号0,1, 2,3分别表示4 种2 比特组合。一般采用格雷映射，即4 进制的0,1, 2,3分别对应到二进制双比特的(00),(01),(11),(10)。 若双比特(cn,dn)代表差分译码前的第n个4进制符号(即Fig.8 中的bn)，(en,fn)代表差分编码后的第n个4进制符号(Fig.8 中的dn)。那么Fig.8中的差分编码对于二进制逻辑电路来说就是Fig.9。按照Table1所示的真值表就可以设计出具体电路。 图9 模4加二进制实现 Table 1 真值表 图10 QPSK频谱 图11 π/4-DQPSK频谱 结论：与QPSK相比，π/4-DQPSK的频谱边带起伏小得多。 图12 相位选择法π/4-DQPSK调制器 energy Timeslot frequency time 1.6MHz CDMA Code channels 图13. FDMA、TDMA与CDMA 图14 直扩码分多址（DS-CDMA）示意图 若 则 数学原理