倍流整流.doc

全波整流和倍流整流 来自互联网。 全波整流和倍流整流 　　传统上，通信电源变压器副边整流电路大多采用图1(a)所示带中心抽头的全波整流电路，该电路拓扑结构简单．器件总数少，二极管通态损耗小，但是变压器副边绕组的利用率较低。随着开关电源技术的迅速发展，通信电源要求更大的输出电流和更小的输出电压纹波。对低压大电流输出的变压器而言，中心抽头不仅给变压器的没计和制造带来很大困难，而且外部引线的安装和焊接也很难处理。 　　常用的倍流整流电路拓扑如图l(b)所示，与传统的变压器副边带中心抽头的全波整流电路相比，倍流整流电路有以下优点：减小了变压器副边绕组的电流有效值；变压器利用率较高，无需中心抽头，结构简单；输出电感纹波电流抵消可以减小输出电压纹波；双电感也更适合于分布式功率耗散的要求。 与全波整流电路相比，倍流整流器的高频变压器的副边绕组仅需一个单一绕组，不用中心抽头；与全桥整流电路相比，倍流整流电路使用的二极管数量少一半。因此，倍流整流电路结合了全波整流电路和全桥整流电路两者的优点。当然，倍流整流电路要多使用一个输出滤波电感，结构略显复杂。但此电感的工作频率及输送电流均为全波整流电路所用电感的一半，因此可做得较小。 2 工作原理 　　倍流整流电路可以被看成是由传统的全桥整流电路演变而来。如图2所示，将图2(a)中全桥整流电路中的两个下方二极管用两个电感取代，即可获得图2(b)，经过整理后即可得到如图2(c)所示的倍流整流电路。 实际上倍流整流电路也可以由全波整流电路通过拓扑变换得来。在图3(a)中，输出电感与输出电容和负载电阻串联，而串联连接的兀件可以互换位置，因此将输出电感换到输出负母线，可得图3(b)；将变压器的副边绕组看成电压源，而把输出电感看成电流源，可得图3(c)；由虚线框内三端口网络的Y/△变换，可得图3(d)；再将电流源恢复成输出电感，将电压源恢复成变压器的副边绕组，可得图3(e)所示的倍流整流电路。 　倍流整流电路的原理图如图4所示，对中、大功率的通信电源而言，移相全桥电路是较为常见的电路拓扑形式，在原边电路处于续流状态时，变压??的原边绕组和副边绕组都被短路。因此倍流整流电路在稳态运行时，每个开关周期有4种工作模式。为便于分析作如F假设：高频变压器原副边匝比为n=N1/N2，忽略高频变压器原副边漏感，所有器件均为理想器件。可得关键波形如图5所示。 模式l[t0～t1] 变压器副边电压VT为VS，电压极性为正，两个滤波电感的电流IL1和IL2极性都为正，二极管D1正向偏置导通，而D2反向截止。电感L1的电流IL1经二极管D1和输出电容C0续流，电感L1上的电压VL1为一Vo，极性为负，因此电流IL1线性减小，下降斜率由输出电压Vo和电感L1的比值决定。变压器副边电压VT通过二极管D1和输出电容Co加到电感L2上，因此电感L2上的电压VL2为VS-Vo，极性为正，电流IL2线性增加，上升斜率由变压器副边电压与输出电压的差VS一V0和电感L2的比值决定。变压器的副边电流IT等于IL2，电流I01为两个滤波电感电流的和IL1+IL2，由于输出大电容Co的滤波作用，输出电流I0为I01的直流分量。变压器的副边电流IT等于IL2。 　　模式2[t1～t2] 变压器副边电压VT为0，两个滤波电感的电流IL1和IL2极性都为正，二极管D1和D2均为正向偏置导通。电感L1的电流IL1经二极管D1和输出电容Co续流，电感L1上的电压VL1为一Vo，极性为负，因此电流IL1线性减小，下降斜率由输出电压Vo和电感L1的比值决定。电感L2的电流IL2经二极管D2和输出电容Vo续流，电感L2上的电压VL2为一Vo，极性为负，因此电流IL2线性减小，下降斜率由输出电压Vo和电感L2的比值决定。变压器的副边电流IT等于O。 　　模式3[t2～t3] 变压器副边电压VT为一VS，电压极性为负，两个滤波电感的屯流IL1和IL2极性都为正，二极管D1反向截止，而D2正向偏置导通。变压器剐边电压VT通过二极管D2和输出电容Co加到电感L1上，因此电感L1上的电压VL1为VS—V0，极性为正，电流IL1线性增加，上升斜率由变压器副边电压与输出电压的差VS一V0和电感L1的比值决定。电感L2的电流IL2经二极管D2和输出电容Co续流，电感L2上的电压VL2为一Vo，极性为负，因此电流IL2线性减小，下降斜率由输出电压Vo和电感L2的比值决定。变压器的副边电流IT等于一IL1。 模式4[t3～t4] 与模式2的工作状态相同，变压器副边电压VT为O，两个滤波电感的电流IL1和IL2极性都为正，二极管D1和D2均为正向偏置导通。电感L1的电流IL1经二极管D1和输出电容Co续流，电感L1上的电压VL1为一Vo，极性为负，因此电流IL1线性减小，下降斜率由输出电压Vo