通信电路(第四版)第2章高频小信号放大电路.ppt

图 2.3.5 集电极电感并联补偿电路 图中Co是包括晶体管输出电容、负载电容等在内的总等效电容，Lc是外加补偿电感。 未接入Lc前，放大器输入端等效电容和输出端等效电容的容抗值随信号频率的增高而逐渐下降， 从而使放大器的电压增益也逐渐减小，上限截止频率受到限制。 接入Lc后， Lc和Co组成并联谐振回路。如果使回路谐振频率位于放大器原幅频特性曲线高频段的下降处， 且谐振曲线不很尖锐（可以通过适当增大电阻Rc使回路Q值减小而做到），可以使放大器的幅频特性在高频端得到提升，上限截止频率增高。 补偿前后的幅频特性和上限截止频率fH、fH/见（c）图。 也可以采用多个电感串联或并联接入方式进行补偿，展宽频带。 电视接收机中的视频放大电路常常采用这种方法。 目前， 由于在CMOS集成工艺上已经可以制作低Q值电感，因此这种方法可用于设计带宽高达几吉赫兹的集成宽带放大器。 近年来，随着Si双极型集成工艺的飞速发展和GaAs集成工艺的逐渐成熟， 低噪声、宽频带、高速、大动态范围的放大器大量推出。研究资料显示， Si双极型（包括Bipolar、BiCMOS和SiGe等几种工艺）器件的特征频率fT可达到10 GHz以上，而现正处于发展阶段的GaAs器件的工作频率可以做到50 GHz以上。原因在于用这些新的集成工艺制作的射频器件大大减小了结电容和寄生电容， 而且具有更高的电子迁移率和饱和漂移电子速度， 这就使其高频特性得到极大改善， 响应速度大大提高。 图2.3.6是Motorola公司生产的MBC13916内部功能电路图。 MBC13916是采用先进的SiGe：C和BiCMOS工艺制成的通用射频宽带放大器。从图中可见，它由一级共射－共基电路组成。 MBC13916的工作频率范围为100 MHz～2.5 GHz， 电源电压为2.7～5.0 V。 当电源电压为2.7 V，工作频率为900 MHz时的性能指标典型值如下：电压增益为19 dB，噪声系数为1.25 dB， 1 dB压缩点输出功率P1dB为2.5 dBm，三阶互调截点输出功率OIP3为13 dBm。其中P1dB和OIP3是衡量高频放大器（包括小信号放大器和功率放大器）和混频器等非线性失真的两个重要性能指标， 具体解释见第6章6.5.3节。 图 2.3.6 MBC13916内部功能电路图 2.3.2 可控增益放大器 1. 发射极负反馈增益控制电路 图2.3.7是集成电路中常用的发射极负反馈增益控制电路。 V1和V2组成差分放大器。信号从V1、V2的两个基极双端输入, 从两个集电极双端输出（也可以单端输入或输出）, 控制信号uc从V3管基极注入。两个二极管V4 、V5和电阻Ｒe1、Ｒe2构成发射极负反馈, 且有Ｒe1＝Ｒe2＝Ｒe, Ｒc1＝Ｒc2＝Ｒc。二极管Ｖ4、 Ｖ5导通与否取决于Ｒe1 和Ｒe2上的压降。 图2.3.7 发射极负反馈增益控制电路 当控制电压uc很小时,Ｉc3很小, 流经Ｒe1和Ｒe2上的平均电流各为Ｉc3／２。如果Ｉc3Ｒe／２小于二极管导通电压, 则二极管Ｖ４、Ｖ５截止, 这时差分放大器增益最小, 在满足深度负反馈条件时，双端输出增益可写成 (2.3.5) 当控制电压uc逐渐增大,Ｉc3增加, 使Ｉc3Ｒe／２大于二极管导通电压时, 则Ｖ４、Ｖ５导通, 导通电阻rd将随着导通电流ID的增加而减小。 若Ｒe取值较大, 随着Ｉc3的增加, 二极管的分流作用越来越大, ｒd越来越小, 发射极等效电阻Re′=rd‖Re也越来越小, 负反馈作用越来越弱, 差分放大器增益越来越大, 控制过程为uc↑→Ic3↑→ID↑→rd↓→Re′↓→Ag↑。这时的增益表达式为 (2.3.6) 可见, 利用这种电路进行增益控制时, 控制电压uc应随着输入信号增大而减小。 2.晶体管分流增益控制电路 利用晶体管集电极电流受b、e极电压控制的原理，可以将晶体管作为一个可控分流器件接入放大器中， 对放大器的增益进行控制。 图2.3.8所示的MC1490放大器采用了这种AGC方式。 图2.3.8 MC1490内部电路图 在MC1490中，V1～V6组成类似于ER4803内部V1～V6那样的共射－共基差分对，不同之处在于利用V4、V5实现AGC功能。若⑤脚输入AGC控制电压UAGC较低时，V4与V5截止，由V1、V2基极输入的信号经V1～V3和V6组成的共射－共基差分对电路放大，从V3 、V6的集电极输出，分别送往V7、V10的基极，经V7 ～V10组成的共