移动通信中的调制解调技术.pptVIP

　　GMSK的相位途径如图3-9所示。可见，GMSK消除了MSK相位途径在码元转换时刻的相位转折点。GMSK信号在一码元周期内的相位增量不像MSK那样固定为±π/2，而是随着输入序列的不同而不同。 图3-9　GMSK信号的相位途径 　　对数字移动通信来说，调制方式的主要性能要求是节约频带和减少差错概率，因此，要求调制信号的能量集中在频谱主瓣内，旁瓣的功率要小，且滚降要快。GMSK信号的功率谱密度如图3-10所示。假设Bb为高斯滤波器的3dB带宽，Tb为码元宽度，参变量BbTb称为高斯滤波器的3dB归一化带宽，BbTb越小，频谱越集中。 图3-10　GMSK功率谱密度 　　GMSK是恒定包络调制，这是因为它属于连续相位调制，不存在相位跳变点，而BPSK、QPSK由于存在明显的相位跳变点，因此不属于恒定包络调制。在工程实现上，GMSK对高功率放大器要求低，功放效率高，所以，GMSK是一类性能最优秀的二进制调制方案。　　GMSK调制方式能够满足移动通信环境下对邻道干扰的严格要求，它以良好的性能被泛欧数字蜂窝移动通信标准（GSM）所采纳。　　GMSK信号的解调可以采用正交相干解调电路，但在移动通信中相干载波的提取比较困难，通常采用比特延迟差分检测法。 图3-11　一比特延迟差分检测电路框图 　　比特延迟差分检测电路框图如图3-11所示。设GMSK信号经中频滤波器后的输出为 （3.9） 　　如果在设计中频滤波器时，使ωITb=2kπ（k为整数），则有 （3.12） 　　判决时，R(t)和R(t-Tb)为信号的包络，恒为正值，因而y(t)的极性取决于相位差Δθ(Tb)。因为在发送端调制时的规律是：当输入为“+1”时，θ(t)增大；当输入“-1”时，θ(t)减小。所以，令判决门限值为零的判决规则为 y(t)＞0,判为“+1” y(t)＜0,判为“-1” 3.3　数字相位调制　　3.3.1　二相相移键控调制（PSK）　　设输入比特率为{an},an=“1”或“0”，则PSK的信号表达式为 （3.13） 即当输入为0时，信号的附加相位为0；当输入为1时，对应的信号附加相位为π。PSK信号可分为绝对PSK和相对PSK。相对调相实际上就是原始信码经过相对码变换后再进行绝对调相，通常采用相对调相的目的是为了克服绝对调相时在接收端出现的相位模糊问题。 信号波形如图3-12所示。 图3-12　数字调相波形（a)二相绝对调相2PSK波形；(b)二相相对调相2DPSK波形 3.3.2　QPSK和OQPSK调制　　为了提高频谱利用率，提出多进制移相键控（MPSK）。图3-13给出了4PSK（QPSK）信号相位和时间波形图。已调信号有四种不同的相位值，与四进制数字信号相对应。为了将二进制数字信号变换为四进制，应将输入数字信号每两个比特分成一组，共有00、01、10、11四种双比特码组。 图3-13　QPSK信号相位和时间波形图 　　假定输入二进制序列为{an}，an =+1或-1，则在kTs≤t＜(k+1)Ts(Ts=2Tb)的区间内，QPSK产生器的输出为S(t)=Acos (ωct+θk)(令n=2k+1) （3.15） 　　OQPSK调制与QPSK调制类似，不同之处是在正交支路引入了一个比特（半个码元）的时延，这使得两个支路的数据不会同时发生变化，因而不可能像QPSK那样产生±π的相位跳变，而仅能产生±π/2的相位跳变。因此，OQPSK的旁瓣要低于QPSK的旁瓣。 　　但是在多径衰落信道下，相干载波的恢复比较困难，相干检测往往导致比非相干检测性能更差。在差分检测中，OQPSK比QPSK性能差，原因是OQPSK在差分检测中引入了码间干扰。　QPSK和OQPSK调制共同的缺点表现为：功率谱旁瓣占有的能量大，要求有较宽的带宽；而且，在QPSK和OQPSK输出端必须有复杂的滤波器限带，否则在移动通信中很难满足邻道干扰小于60dB的要求。 　　对于上述问题，人们不采用8PSK，是因为其功率谱虽然集中，但抗干扰能力差,人们在寻求更适合移动信道的调制技术。　　图3-14画出了用正交调幅法产生QPSK和OQPSK信号的调制器。但在对四相绝对相移键控信号的相干解调中，存在着因相干载波初相位不确定而导致解调器输出基带数字信号极性不确定的问题，即相位模糊的问题。因此，实际中一般采用四相相对相移键控（QDPSK）。QDPSK是绝对码经相对码变换（差分编码）后再进行绝对相移键控。 图3-14　QPSK和OQPSK调制器(a)QPSK调制器；(b)OQPSK调制器 3.3.3　π/4-QPSK调制 π/4-QPSK是在常规QPSK调制的基础上发展起来的，是对QPSK信号特性进行改进的一种调制