冲击线圈式零电压开关（zvs-rcc）开关电源充电器的研.docVIP

他激ZVS-RCC式零电压软开关开关电源充电器的研究与实践 关键词：自激振荡，无源、无辅助开关准谐振，零电压开关（ZVS），PWM自适应同步，分布电容电流尖刺消除。 小功率AC/DC开关电源的技术现状： 现有离线式小功率AC/DC开关电源从线路结构形式来分类大致有正激式、反激式、 半桥式等等几种；按驱动结构分类大致有自激式、它激式；按控制结构分类大致有PWM控制、PFM控制。 AC/DC开关电源从核心技术上讲主要是控制方式。PWM控制方式制作的开关电源是当今开关电源方式制作的主流。由于PWM控制方式控制特性好，控制电路较简单，控制频率固定，成本低，在小功率开关电源中应用广泛。 但随着对开关电源的高功率密度，高可靠性、低成本要求的市场需求，对硬开关PWM控制电路提出了挑战。由于主开关器件结电容，变压器及线路板的分布电容的不可避免。硬开关PWM控制电路暴露出了主开关器件随功率增大、频率进一步提高损耗会明显增大的缺点，表现为主开关器件温升高，影响了开关电源的可靠性，且变换效率无法再进一步提高。 常规（非正向式）硬开关PWM控制线路的主开关电压、电流波形（图1）及功耗分析： 由以上V/I波形可以看到，两种电路的波形有一个共同的特点：在主开关开通（Ton）时，都有一电流上冲尖刺，并且尖刺电流与主开关电压波形明显重叠。在主开关关断（Toff）时，主开关电压和电流波形明显重叠。正是由于这种重叠的存在，使主开关的动态损耗在电流大及频率高时更加严重。 如果用一个MOSFET作主开关，这个MOSFET的Coss为300P，变压器及线路板的分布电容为100P，Cr总共为400P，假设频率f 100KHz。 由线路原理可知，MOSFET在开通时的电压（即Cr上的电压）为 Vf Vin+Vclam Vclam N· Vout+Vd+Vtsr , Vf：MOSFET漏极上的回扫电压， Vin：电源的DC输入电压， N：变压器初次级匝比， Vout：输出DC电压， Vd：输出整流二极管上的压降， Vtsr：变压器次级绕组上内阻引起的压降， 得到：Vf Vin+ N· Vout+Vd+Vtsr 假设有一回扫线路 Vf Vin+N· Vout+Vd+Vtsr 310+10× 12+1+0.2 442 V , Vcr Vf 442V, MOSFET开通（Ton）时Cr电容的损耗可用下式计算： Pcr （Cr·Vcr2·f）/2 代入计算：Pcr 400×10-12×4422×100×103 /2 7.81456/2 3.90728 w ≈4W。 由以上计算可知，MOSFET主开关输出电容Coss，及变压器、线路板的分布电容全部等效为Cr在MOSFET主开关内要消耗4W左右（不包括MOSFET主开关关断时的消耗，及MOSFET导通电阻所引起的消耗）。 由RCC式线路原理可知，自激RCC式电路也工作在初级电感能量释放完状态，MOSFET在开通时的电压（即Cr上的电压）因自激条件需要为恒定Vf Vin。仍根据以上条件可计算出MOSFET开通时Cr电容的损耗为： Pcr 400×10-12×3102×100×103 /2 1.922 w 。 回扫式及他激RCC式电路如果工作在初级电感能量释放完的状态，MOSFET在开通时的电压（即Cr上的电压）在不同负载条件下是不同的，Pcr损耗的大小由于负载的轻重不能确定而无法预知，所以不能保证低的Pcr功耗。 有朋友在做充电器时，可能会遇到，在输出电压的某一段时感觉MOSFET的温升还可以、但在另一电压段时MOSFET的温升很高而无从着手。 由于Cr电容的Ton的功耗的存在，在PWM电路中尽量减小Cr，但这会造成在Toff时的电流与电压严重重叠，增加Toff时的开关损耗。所以在PWM电路中只有兼顾Ton、Toff时的总损耗而无法降低主开关损耗。 另外，开关变压器的漏感也是不可避免，在PWM电路中需要加吸收回路，漏感的储能无法再利用，使常规的PWM电路的效率不可能做得很高。 零电压准谐振软开关是准对上述PWM的缺点在80年代中期提出的，是开关电源发展的方向。在国内已有移相全桥零电压准谐振软开关电路实用化。在小功率开关电源（反激式）领域也有加辅助开关实现零电压准谐振软开关的报道。但线路较复杂，对控制线路的时序要求很高，成本较高。最近，国外也有必威体育精装版零电压准谐振软开关PWM控制芯片问世。但成本较高。 鉴于上述原因，本人设计了冲击线圈式零电压软开关（ZVS-RCC）开关电源充电器，输出功率100W，并已实用化。经实验证实，效率与同输出功率常规PWM电路提高约8%。主开关的发热量很小。 实测得到的主开关电压、电流波形见（图2）： 从图二波形可以看到，主开关在电压过 零时开通，彻底消除了Ton时流入主开关的 电流