第5章_数字基带传输系统.ppt

* 若P(1) = P(0) = 1/2，则有 这时，基带传输系统总误码率为 由上式可见，在发送概率相等，且在最佳门限电平下，双极性基带系统的总误码率仅依赖于信号峰值A与噪声均方根值?n的比值, 而与采用什么样的信号形式无关。且比值A/ ?n越大，Pe就越小。 对于双极性码。1码和0码分布1取A和-A，可以求得误码率为： * 双极性信号的功率谱密度曲线如下图中的实线和虚线所示 * 5.4 数字基带传输系统 5.4.1数字基带信号传输系统模型 基本结构 基带码型编码：把传输码变换成适宜于信道传输的基带信号波形。 发送滤波器：限制发送信号频带 基带 码型编码 发送 滤波器 信道 接收 滤波器 抽样 判决 抽样 判决 基带 码型译码 定时脉冲 噪声 n ( t ) g T ( t ) d ( t ) 同步提 取电路 CP G T ( |? ) C ( |? ) G R ( |? ) y ( t ) 输入 〔 d k 〕 输出 〔 d k ?? 〕 * 信道：信道的传输特性一般不满足无失真传输条件，因此会引起传输波形的失真。另外信道还会引入噪声n(t)，并假设它是均值为零的高斯白噪声。 接收滤波器： 它用来接收信号，滤除信道噪声和其他干扰，对信道特性进行均衡，使输出的基带波形有利于抽样判决。 抽样判决器：对接收滤波器的输出波形进行抽样判决，以恢复或再生基带信号。 码型译码：将抽样判决器送出的信号还原成原始信号形式 基带 码型编码 发送 滤波器 信道 接收 滤波器 抽样 判决 抽样 判决 基带 码型译码 定时脉冲 噪声 n ( t ) g T ( t ) d ( t ) 同步提 取电路 CP G T ( |? ) C ( |? ) G R ( |? ) y ( t ) 输入 〔 d k 〕 输出 〔 d k ?? 〕 * 基带系统的各点波形示意图 输入信号 码型变换后 传输的波形 信道输出 接收滤波输出 位定时脉冲 恢复的信息 错误码元 * 5.4.2基带传输系统的码间串扰与无码间串扰的基带传输 * * * 5.3.3 无码间串扰的基带传输特性 本节先讨论在不考虑噪声情况下，如何消除码间串扰；下一节再讨论无码间串扰情况下，如何减小信道噪声的影响。 消除码间串扰的基本思想 由上式可知，若想消除码间串扰，应使 由于an是随机的，要想通过各项相互抵消使码间串扰为0是不行的，这就需要对h(t)的波形提出要求。 * 在上式中，若让h [(k-n)Ts +t0] 在Ts+ t0 、2Ts +t0等后面码元抽样判决时刻上正好为0，就能消除码间串扰，如下图所示： 这就是消除码间串扰的基本思想。 * 数字基带信号传输模型 假设：{an} － 发送滤波器的输入符号序列，取值为0、1或-1，+1。 d (t) － 对应的基带信号 抽样 判决 * 总传输特性 设发送滤波器的传输特性为GT (?),信道的传输特性为C(?)，接收滤波器的传输特性为GR (?) ，则基带传输系统的总传输特性为 其单位冲激响应为 * 无码间串扰的条件 时域条件 如上所述，只要基带传输系统的冲激响应波形h(t)仅在本码元的抽样时刻上有最大值，并在其他码元的抽样时刻上均为0，则可消除码间串扰。也就是说，若对h(t)在时刻t = kTs（这里假设信道和接收滤波器所造成的延迟t0 = 0）抽样，则应有下式成立 上式称为无码间串扰的时域条件。 也就是说，若h(t)的抽样值除了在t = 0时不为零外，在其他所有抽样点上均为零，就不存在码间串扰。 * 频域条件 根据h (t)和H(?)之间存在的傅里叶变换关系： 在t = kTs时，有 上式就是能实现无码间串扰的基带传输频谱函数，其等效公式为： * 频域条件的物理意义 将H(?)在? 轴上以2?/Ts为间隔切开， 然后分段沿?轴平移到(-?/Ts, ?/Ts)区间内， 将它们进行叠加，其结果应当为一常数（不必一定是Ts ）。 这一过程可以归述为：一个实际的H(?)特性若能等效成一个理想（矩形）低通滤波器，则可实现无码间串扰。 * 例： * 3 无码间串扰的理想低通滤波器 满足奈奎斯特第一准则并不是唯一的要求。如何设计或选择满足此准则的H(?)是我们接下来要讨论的问题。 理想低通特性 满足奈奎斯特第一准则的H(?)有很多种，容易想到的一种极限情况，就是H(?)为理想低通型，即 * 它的冲激响应为 由图可见，h(t)在t = ?kTs (k ? 0)时有周期性零点，当发送序列的时间间隔为Ts时，正好巧妙地利用了这些零点。只要接收端在t = kTs时间点上抽样，就能实现无码间串扰。