第4章恒流源电路.ppt

基本电流镜结构 电流复制的基本原理： 工作在饱和区的两个相同MOS器件（相同的工艺参数） 具有相同栅源电压； 其漏极电流完全相等 实际电路中由于存在沟道调制效应时，漏源电压VDS若不相等，则其电流不相等。 基本电流镜结构 在考虑沟道调制效应时有： 　　 　　　　　　 从上式可以看出： 若已有IR，只要改变M1与M2的宽长比，就可设计出Io，该结构即为比例电流镜， 这种技术有着广泛的应用，如: 放大器的负载。 但是由于存在沟道调制效应，且VDS2是一变量，因此Io实际上不是一个恒流源。 基本电流镜结构 改善Io的恒流特性以实现真正意义上的电流源，原则上有两种方法： 减小以至消除M2的沟道调制效应，即通过增大M2的沟道长度，以减小λ，增大输出阻抗，从而改善恒流特性。 设定VDS2＝VDS1，则Io与IR只与M1、M2的宽长比相关，从而得到具有很好的恒流特性的电流源。 基本电流镜结构 因为沟道调制效应在小特征尺寸的CMOS工艺中是不能消除的，因此通常是采用第二种方法来改善电流源的恒流特性，由此而设计出了多种恒流源电路结构。 另外，有时还由于存在不同的体效应，使各自的阈值电压Vth不相等，因而其电流也会产生偏差，这也可以通过电路的合理设计以消除它对电流镜的影响。 威尔逊电流源 威尔逊电流源 该电流源的基本原理： 利用负反馈提高电流源的输出阻抗以使电流源具有良好的恒流特性。 威尔逊电流源 上图中，由于VDS1=VGS3+VGS2，而VGS1=VGS2，所以：VDS1VGS1，因此M1一定工作在饱和区，所以根据饱和萨氏方程可得： 　　　　　　　　　　　　　　　　　 由于VDS2＝VGS2，VDS1=VGS2＋VGS3，即VDS1≠VDS2，所以在这种电流源中，Io/IR的值不仅与M1、M2的几何尺寸相关，还取决于VGS2与VGS3的值。 威尔逊电流源 根据交流小信号等效电路，可求出电路的输出阻抗。忽略M3的衬偏效应，则有： 　　　　　　　　 即有： 　 　　　　　　　　　　 　　 假定gm1=gm2=gm3，且gm1rds11，则上式可简化为： 威尔逊电流源 与基本电流镜结构相比，威尔逊电流源具有更大的输出阻抗，所以其恒流特性得到了很大的提高，且只采用了三个MOS管，结构简单，并可应用在亚阈值区。 但是在前一图中M3与M2的 漏源电压仍不相同，因此提 出了一种改进型的威尔逊电 流源，如右图所示。 改进型威尔逊电流源 上图中引入了二极管连接的MOS管M4。 根据饱和萨氏方程以及前一表达式中的Io/IR的关系，且有：VDS1＝VGS2＋VGS3－VGS4。设定VGS3＝VGS4，则有VDS1＝VGS2= VDS2，则有：　　 改进型威尔逊电流源 上式表明：该结构很好消除了沟道调制效应，是一精确的比例电流源。 该结构只需四个MOS管，因此应用较广，且可用于亚阈值区域作为精确的电流镜使用。 以上结论成立的前提是VGS4=VGS3，根据饱和萨氏方程可以得到其条件为： 共源共栅电流源 共源共栅电流源―高输出阻抗恒流源 共源共栅电流源是采用共源共栅结构来促使VDS2＝VDS1，从而改善恒流特性的一种行之有效的电路结构，其电路结构如图所示。 共源共栅电流源―高输出阻抗恒流源 要使上图为恒流源的条件为VA=VB ，即有： 适当选择M3与M4的尺寸，实现VGS3＝VGS4； 而由图可以看出：VGS4+VA=VGS3+VB； 因此，若(W/L)3/(W/L)4=(W/L)2/(W/L)1，且VGS3=VGS4时可得到VA=VB。 即使M4与M3存在衬偏效应这个结果也成立。 该结构的输出阻抗为： 　　　　 由上式可以发现，其输出阻抗很大，大约为基本结构输出阻抗的gm4rds4倍。 共源共栅电流源―高输出阻抗恒流源 共源共栅结构的主要缺点是损失了电压余度 。一般可采用(W/L)3＞(W/L)1，(W/L)4＞(W/L)2进行补偿。 为了保证VDS2＝VDS1=VGS1成立，根据萨氏方程，可得到M1、M2、M3、M4的几何尺寸必须满足：(W/L)3/(W/L)4=(W/L)2/(W/L)1，一般取L1＝L2＝L3＝L4，则VGS3＝VGS4，VGS2＝VGS1。 总之，该结构的电流仍与基本结构的相同，即仍取决于底层的电流镜（M1与M2）。 低压共源共栅电流源 低压共源共栅结构—常数Vb的偏置 由共源共栅结构演变而来：是一个输出与输入短路的共源共栅结构，如图所示。 低压共源共栅结构—常数Vb的偏置 由图可以看出，三极管M3及M1处于饱和区的条件分别为：