运放稳定性19：电容负载稳定性：输出引脚补偿.docVIP

现在我们可以对CL=10nF的实际INA152进行TINA模拟，并使用图9.40的电路将其与预测响应进行对比。图9.41的TINA模拟结果显示了INA152运算放大器原始Aol在3.4Hz (fp1) 时造成的低频极点以及Zo与CL=10nF在 fp2=11.02kHz时产生的第二个极点。请记住，我们曾经根据一阶分析预测fp2=10.9kHz ， 并根据CL=10nF的等效Zo模型预测fp2=11.01kH 图 9.41：CL=10nF的Aol修正曲线的TINA图 图 9.42：输出引脚补偿：CMOS RRO 我们在图9.42中确定用于CMOS RRO运算放大器的输出引脚补偿方法。此方法的图形与适用于双极性发射极跟随器运算放大器的输出引脚补偿方法的图形非常类似。我们首先利用由Zo与CL造成的极点fp2修正运算放大器的最初Aol曲线（见图9.41）。一旦创建了该曲线（修正Aol，CL=10nF），我们就可以绘制从CL=10nF的Aol修正曲线与0dB交叉点开始的第二条曲线（最终修正Aol）。从上述起点我们按照每十倍频程-20dB的斜率画到比CL=10nF的Aol修正曲线的0dB交点低一个十倍频程的点(100kHz)。我们在fzc1极点将斜率修改为每十倍频程为?40dB。我们在fpc2极点与原始INA152 Aol曲线相交。通过使极点和零点相互保持在一个十倍频程内以保持环路增益相位在环路增益带宽范围不低于45度，这样上述建议的最终Aol修正曲线符合我们所有经验标准。另外，我们建议的最终Aol 曲线修正还满足在 fcl 极点闭合速率为每十倍频程20dB的一阶稳定性标准。 图9.43详细说明基于Zo及Slide 47的预期最终Aol修正曲线的公式。此外，我们注意到在CCO短路时由于RCO与CL相交造成的另一个高频极点。 图 9.43：输出引脚补偿公式：CMOS RRO 我们在图9.44中建立一个TINA Spice电路，用于证明可以预测Zo、CCO、RCO及CL对Aol曲线所产生的影响的公式。 图9.44：预测Zo、CCO、RCO与CL造成的Aol修正影响的TINA电路 图 9.45：Zo、CCO、RCO及CL造成的Aol修正影响 我们从图9.45可以看出模拟结果，用于检查针对Zo、CCO、RCO与CL的Aol修正公式。预测的fpc2=1kHz，实际 fpc2=1.23kHz；预测的 fzc2=10kHz，实际fzc2=10.25kHz；预测的fpc3=106kHz，实际fpc3=105.80kHz。根据我们的等效Zo模型，我们的预测非常接近模拟结果。 根据图9.43的分析及相关模拟证明，我们可以创建如图9.46所示的最Aol修正预测。最终闭环响应Vout/Vin预计为平直曲线，直到环路增益在fcl位置达到零点，此时预计其遵循所示的Aol修正曲线。 图 9.46：最终Aol修正预测 图9.47为采用最终输出引脚补偿的AC稳定性测试电路。最终可以产生由于输出引脚补偿与CL造成的Aol修正曲线。 图 9.47：AC稳定性电路：输出引脚补偿 图9.48说明采用输出引脚补偿方法的最终Aol修正结果，其符合图9.46所示的一阶预测。 图 9.48：AC稳定性图：输出引脚补偿 我们将采用图9.49的电路进行基于最终输出引脚补偿的瞬态稳定性测试。 图 9.49：瞬态稳定性测试：输出引脚补偿 图9.50的瞬态稳定性测试结果证明我们确实已经正确地为用于CMOS RRO差动放大器的输出引脚补偿方法选择了合理的补偿值。 图 9.50：瞬态稳定性结果：输出引脚补偿 图9.51的TINA电路使我们能够确定图9.46中的预测Vout/Vin转移函数是否正确。 图 9.51：Vout/Vin AC响应电路：输出引脚补偿 我们可以从图9.52看出针对由输出引脚补偿方法补偿之后的INA152电路的Vout/Vin AC闭环响应。图9.46的对比说明我们的预测响应符合模拟结果，闭环响应图从稍高于35kHz之处开始倾斜。 图 9.52：Vout/Vin AC响应：输出引脚补偿 我们在图9.53中返回到最初的CMOS RRO应用并在INA152中增加输出引脚补偿，另外关闭整个环路，以便利用瞬态稳定性测试来检查稳定性。 图9.53：可编程电源：输出引脚补偿 图9.54表明，通过利用输出引脚补偿方法消除INA152输出的电容负载不稳定性，我们可以实现稳定的可编程电源。 图9.54：可编程电源：基于输出引脚补偿的瞬态稳定性测试 钽电容器简介 在电容器值超过约1uF情况下，往往采用钽电容器，因为其具有较高的电容值及相对较小的尺寸。钽电容器并非纯粹的电容。它们还具有ESR或电阻元件及较低的寄生电感与阻抗（参见图9.55）。除电容之外，它最重要的组件是ESR。在采用输出引脚补偿方法实现