在脉冲振荡电路中.PPTVIP

这就是从外电路求得的vo与vI的关系。该式表明，vo与vI之间是线性关系，其斜率为而且vo=0时与横轴相交在的地方。这条直线与电压传输特性的交点就是反相器的静态工作点。只要恰当地选取RF1值，定能使静态工作点Q位于电压传输特性的转折区，如图6.5.2中所示。计算结果表明，对于74系列的门电路而言，RF1的阻值应取在0.5kΩ~1.9kΩ之间。6.5.2非对称式多谐振荡器 如果仔细研究一下图6.5.1对称式多谐振荡器电路就不难发现，这个电路还能进一步简化。因为静态时G1工作在电压传输特性的转折区，所以只要把它的输出电压直接接到G2的输入端,G2即可得到一个介于高、低电平之间的静态偏置电压，从而使G2的静态工作点也处于电压传输特性的转折区上，因此，可以把G1和RF2去掉.只要在反馈环路中保留电容C2，电路就仍然没有稳定状态，而只能在两个暂稳态之间往复振荡.这样就得到了下图6.5.6所示的非对称式多谐振荡电路。6.5.3环形振荡器 利用闭合回路中的正反馈作用可以产生自激振荡，利用闭合回路中的延迟负反馈作用同样也能产生自激振荡，只要负反馈信号足够强。 环形振荡器就是利用延迟负反馈产生振荡的。它是利用门电路的传输延迟时间将奇数个反相器首尾相接而构成的。 下图6.5.7所示电路是一个最简单的环形振荡器，它由三个反相器首尾相连而组成。不难看出,这个电路是没有稳定状态的。因为在静态(假定没有振荡时)下任何一个反相器的输入和输出都不可能稳定在高电平或低电乎，而只能处于高、低电平之间，所以处于放大状态。 假定由于某种原因vI1产生了微小的正跳变,则经过G1的传输延迟时间tpd之后v12产生一个幅度更大的负跳变，再经过G2的传输延迟时间tpd使v13得到更大的正跳变。然后又经过G3的传输延迟时间tpd在输出端vo产生一个更大的负跳变,并反馈到G1的输入端。因此，经过3tpd的时间以后，vI1又自动跳变为低电平。可以推想，再经过3tpd以后vI1又将跳变为高电平。如此周而复始，就产生了自激振荡。 图6.5.8是根据以上分析得到的图6.5.7电路的工作波形图。由图可见，振荡周期为T=6tpd. 基于上述原理可知，将任何大于、等于3的奇数个反相器首尾相连地接成环形电路，都能产生自激振荡，而且振荡周期为T=2ntpd。(其中n为串联反相器的个数)。 在图6.5.8电路的基础上附加RC延迟环节，组成带RC延迟电路的环形振荡器，如图6.5.9(a)所示。 接入RC电路以后不仅增加了门G2的传输延迟时间tpd2，有助于获得较低的振荡频率，而且通过改变R和C的数值可以很容易实现对振荡频率的调节。 为了进一步加大G2和RC延迟电路的传输延迟时间，在实用的环形振荡器电路中又将电容C的接地端改接到G1，的输出端上，如图6.5.9(b)所示。图6.5.9带RC延迟电路的环形振荡器6.5.4用施密特触发器构成的多谐振荡器 前面已经讲过，施密特触发器最突出的特点是它的电压传输特性有一个滞回区。由此我们想到，倘若能使它的输入电压在VT+与VT-之间不停地往复变化，那么在输出端就可以得到矩形脉冲波了。 实现上述设想的方法很简单，只要将施密特触发器的反相输出端经RC积分电路接回输入端即可，如图6.5.12所示。图6.5.12用施密特触发器构成的多谐振荡器 当接通电源以后，因为电容上的初始电压为零，所以输出为高电平，并开始经电阻R向电容C充电。当充到输入电压为vI=VT+时，输出跳变为低电平，电容C又经过电阻R开始放电。 当放电至vI=VT-时，输出电位又跳变成高电平，电容C重新开始充电。如此周而复始，电路便不停地振荡。vI和vO的电压波形如图6.5.13所示。 若使用的是CMOS施密特触发器，而且VOH≈VDD,，VOL≈0，则依据图6.5.13的电压波形得到计算振荡周期的公式为图6.5.13多谐振荡器电路的电压波形图 通过调节R和C的大小，即可改变振荡周期.此外，在这个电路的基础上稍加修改就能实现对输出脉冲占空比的调节，电路的接法如图6.5.14所示。