高智能零漂移放大器设计.pdfVIP

高智能零漂移放大器的设计 作者：Thomas Kugelstadt （TI）日期：| 2007-11-01 文章摘自：电子设计技术 在诸如生物医学电子仪表前端、CO2 检测器的调节级以及高精度测量仪器的电子传感器接口的微功耗应用 中，要求极小的偏移、失调漂移以及非常低的噪声。包含一个前端低噪声放大器和信号调节电路的电子产 品实现了与传感器的完美组合，并形成了一个便携式或独立式微系统，所以必须用电池供电。因此电子产 品的功耗必须要低，而降低功耗的关键就是要消除 1/f 噪声并使之降低至原始的热噪声，该热噪声主要是 由输入级容许的电流消耗量所决定的。 自动归零放大器 (AZA) 消除其偏移和1/f 噪声是以提高基带内的白噪声水平为代价的，而斩波稳定放大器 (CSA) 是将基带噪声降低至原始的白噪声水平，但此举会产生大量的输出纹波。由于输入级噪声与其静态 电流成反比(en2≈ 1/Iq) ，通常 AZA 要求大幅度增大 Iq ，以达到噪声重叠 (noise folding) 后预期的噪声水 平，从而降低了对微功耗放大器的要求。这种做法使我们能够在微功耗应用中使用 CSA，并找到一些过滤 输出纹波的方法。 微功耗、低噪声、斩波稳定运算放大器 (op amp) 的最低运行电源电压为 1.8V ，且仅需要 Iq = 17mA 的静态电流，本文对此作了详细描述。 概述 OPA333 放大器由一条与宽带路径 （gm4 和gm3 ）并联的高精度路径 （gm1 ~ gm3 ）组成 （见图1）。该高精 度路径可确保一个 AOL=130dB 的高开环增益，而宽带路径在相位裕度为60。时可提供 350kHz 增益带 宽。一款在国内尚未获得专利的 sc 陷波滤波器通过超过 500 倍的因子消除斩波噪声，从而在 20 kHz 带 宽上产生一个 55nV/rtHz 的电压噪声谱密度。 OPA333 放大器偏移及漂移的典型值分别为 Vos = 2mV 、dVos/dT = 20nV/℃，该放大器在 0.01Hz~10Hz 带 宽中只产生 1.1mVpp 的瞬间噪声。该器件采用 SC70 和 SOT23 两种封装形式，可提供轨至轨输入和输 出，其可以在 -40℃ ~ +125 ℃的温度范围内工作。 宽带放大器的偏移消除 在降低宽带放大器Aw 的输入失调电压时，通常需要更多的稳定放大器或归零放大器 An 才能完成，这两 款放大器与主放大器并联（见图 2 ）。稳定放大器必须能够消除本身的偏移，因此其相当于一个理想放大器。 另此外，其开环增益An 必须大大高于Aw 。通常，我们采用一个多级放大器来实现上述目的，该多级放大 器的输入增益为 Aw ，输出增益为 G，G 1 。请注意，归零放大器通过斩波或自动归零的方法将自身的 偏移归零。 上述电路的输出电压可通过下式得出：VOUT = VW + VN = AW . (G + 1) . [VIN + VOSW/(G + 1)] 。 VOUT = AN . (VIN + VOSW / G). 假设 G 1 ，并且用 AN 代替 AW . G ，可得出图 3 中放大器模型的高效开环增益和输入偏移：VOUT = AN . (VIN+ VOSW/G) 。 因此，G 因子增大了dc 增益，即从Aw 到An ；而G 因子（通常为60dB ）却降低了宽带放大器的输入偏移。 多级稳定放大器 如果不考虑斩波机制和陷波滤波器，图１中的稳定放大器就是一个三级嵌套密勒补偿 (NMC) 级联放大器， 如图 4 所示： 我们知道运算放大器设计采用密勒补偿(NMC)是为了降低较大的电容值，并要求实现低主极点频率以及能 够进行片上集成的可行尺寸。 密勒补偿基于 John Miller 在 1920 年发现的一种效应，该效应显示一个放大器的输入电容CIN 比反馈环 路的实际电容CC 大A 倍，A 为放大器增益 （见图5 ）。 由于高精度路径所要求的增益大大高于宽带路径对增益的要求，所以我们使用一个三级级联结构来提供该 增益，同时允许其在非常低的电源电压下工作。 另外，三级 NMC 放大器的密勒补偿以频率响应整形的模式，通过一个称之为极点分离 (pole-splitting) 的 工艺提供了另外一个重要的特性。 图 6