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單元十七器 一. 相關原理 輸出級放大器根據加入輸入訊號時，所產生的集極電流波形或電晶體導通角度加以區別，可分為A類、B類、C類和AB類放大器，如圖17-1所示。A類、B類和AB類放大器可當做音頻放大器的輸出級，而C類 (a) A類放大器 (b) B類放大器 導通角度：(=360o 導通角度：(=180o (c) AB類放大器 (d) C類放大器 導通角度：180o＜(＜360o 導通角度：(＜180o 圖17-1 輸出級放大器的分類 放大器則用於射頻放大器之輸出級。本單元將針對一般電子學所探討之音頻放大器輸出級的A類放大器、推挽式( Push-Pull )B類放大器與AB類放大器加以探討。 實習17-1：A類放大器 一. 相關原理 圖17-2為共射極放大器電路，乃A類放大器的一種：串聯負載式A類放大器，因電容耦合之故，其直流偏壓電路如圖17-3所示，分析此偏壓電路可得： ( 17-1 ) VCE=VCC-IORL ( 17-2 ) 調整R1的值即可改變IB及工作點(IC，VCE)的位置。調整R1使工作點位於線性放大區的中間，以便輸出訊號可得最大不失真波形。 令負載RL兩端的電壓為Vout，且Vout=VCC-VC，IO=Vout(RL，因此可得電源提供之消耗功率Pi(dc)與負載直流功率PL(dc)分別為 ( 17-3 ) ( 17-4 ) 交流分析時，電晶體以小訊號等效電路替代，圖17-4為圖17-2之小訊號交流等效電路，忽略rO效應，分析電路可得： iO=iC=gm(( 因 圖17-2 A類放大器 圖17-3 A類放大器偏壓分析 圖17-4 A類放大器之交流小訊號分析 故 ( 17-5 ) 交流功率輸出為PO(ac)，可表示成 ( 17-6 ) 其中(Opeak為輸出交流訊號(O之峰值。iOpeak為iC電流中交流訊號之峰值。 功率轉換效率(定義為 ( 17-7 ) 為了使輸出訊號有最大不失真振幅，工作點通常被設計於負載線中央，故Vout=VCC-VC=1/2 VCC，且輸出訊號最大振幅(Opeak=1/2 VCC，則將( 17-3 )式之與( 17-6 )式之代入( 17-7 )式中，可得到 ( 17-8 ) 此串聯負載式A類放大器功率轉換效率最大可達25%。 串聯負載式A類放大器效率低之主要原因為負載本身消耗了直流功率( PO(dc)=IO2RL )，而此直流功率對放大器而言是種浪費，並且若負載RL為喇叭，更會產生不良效果。改善之道可將負載RL改接一個輸出變壓器( OPT )，藉著OPT將直流成份隔絕，同時藕合交流成份到負載RL上，且可作為阻抗匹配之用，如圖17-5所示。 假設變壓器為理想變壓器，一二次側線圈比為n=N1/ N2，則一次側( 電晶體側 )等效阻抗RL’=n2RL。因變壓器之一次側對直流而言，電阻近於0，故直流負載線為垂直線，交VCE軸於VCC處。由於變壓器是阻抗匹配元件，適當的線圈數比，可得理想之交流負載線，根據最大功率傳送定理，當交流負載線交VCE軸於2VCC處，交IC軸於2VCC/RL’點時，可得最大功率輸出，而交流負載線的斜率是-1/RL’，與直流負載線交於工作點Q上，如圖17-6所示。由於變壓器線圈為電感性，可儲存能量，故集極瞬間最大電壓可達2VCC，但前題必須是2VCC＜BVCEO。此時(17-6)式中，(Opeak=1/2 (Op-p=VCC，故 ( 17-9 ) ( 17-10 ) 則變壓器耦合A類放大器之最大功率轉換效率為 ( 17-11 ) 顯然此效率比串聯負載式高許多。 圖17-5 變壓器耦合A類放大器 圖17-6 變壓器耦合A類放大器輸出特性曲線 二. 實習步驟 工作一：串聯負載式A類放大器 (1) 按圖17-2所示接妥電路。 (2) 調整可變電阻VR( R1 )使得VCE=1/2 VCC=6V，記錄此時的可變電阻VR值於表17-1中。 (3) 以示波器DC檔或三用電表DCV檔量測並記錄電路的直流偏壓VB，VC與VE於表17-1中。 (4) (i由函數產生器提供一個(100mV，1kHz的正弦波( (i的大小以使(O的輸出波形不失真為原則 )，以示波器AC檔觀測並記錄(i與(O波形於表17-1中，並繪出轉換特性曲線( 亦可直接由示波器的X-Y模式，以李賽圖得之；此時需注意放大器組態與其輸出入波形間相位差關係 )。 (5) 以數位電表或三用電表ACV檔量測RL兩端的電壓，記為(Orms；以DCV檔測量RL兩端的電壓，記為Vout；記錄(Orms、Vout及電源功率損耗，交流功率輸出，負載直流功率，與功率轉換效率於表17-2中。 (6) 由步驟(5)所求得之A類放大器功率轉換效率