三支节匹配.docx

引言为什么要进行阻抗匹配？在微波电路的实际应用中，一个关心得比较多的问题就是匹配。阻抗匹配的基本思想是通过将阻抗匹配网络放在负载和传输线之间。通常设计成向匹配网络看去阻抗是Z0。虽然在匹配网络和负载之间有多次反射，但是在匹配网络左侧传输线上的反射被消除了。阻抗匹配的必要性：当负载与传输线匹配时（假定信号源是匹配的），可传送最大功率，并且在馈线上功率损耗最小。对阻抗匹配灵敏的接收机部件（如天线，低噪声放大器等）可改进系统的信噪比。在功率分配网络中（诸如天线阵馈电网络），阻抗匹配可降低振幅和相位误差。1.2 实现阻抗匹配的方法单支节：这种方法在针对某一特定环境下的阻抗匹配问题时结构十分简单和易行，为工程的实施提供了很大的便利性。而且这种方法不受负载的限制，可以应用于任意负载，但是需要改变负载和短截线之间的长度。但是，单枝节匹配虽然结构简单并且所有的情况下都能做到匹配，但是每一种匹配都只能对特定的一种情况有效，且带宽很窄。由于单支节匹配自身的限制，在不同的微带线环境下，要求支节到负载的距离是不同的。如果要解决这个问题有两个可行方案。一是改变支节的位置；二是改变主微带线的长度。这两种方案在实际的应用中都有可能会造成极大的麻烦。我们希望得到的是支节位置固定前提下的解决方案。因此提出了双支节阻抗匹配的方法。双支节：使用两个在固定位置的双调谐短截线组成的双短截线调谐器。并联双枝节匹配在实际应用中是用得很多的，它具有可调性，在针对不同负载的应用环境下，只需要改变两个支节的长度就可以实现对于负载的匹配。两个支节之间的距离也可以根据需要设定为一个确定的值。如果两支节间距已经固定，我们也完全可以按照要求实现阻抗匹配。尽管设计过程相对单支节稍显复杂，但应用起来十分地方便。但并联双枝节匹配却存在一定的局限性，存在着匹配的盲区，并没有办法匹配任意负载。对于不同的支节间距，在Smith圆图上存在各自的盲区，导致无法进行双支节匹配。接下来使用几张Smith原图来直观地给出双支节匹配中出现的盲区问题。如下分别是d=λ/8， λ/4， 3λ/8和任意长度的盲区分布图表1： d=λ/8时的盲区分布图表2： d=λ/4时的盲区分布图表3： d=3λ/8时的盲区分布图表4： d为任意长度时的盲区分布我们假设并联双枝节匹配的一般模型如所示。图表5：并联双枝节匹配的模型设YL=gL+jbL，θ=d2*β。则可以解得：由上式可以明显看出，当θ固定时，不管l2和l1如何变化，如要Yin=1+j0，则需要gL≤csc2θ。正文三支节匹配要保留双支节的优势（短截线位置固定，即不能使用单支节）。争取使用原有双支节匹配的解决方法。而双支节使用的前提是负载点不在盲区内部。所以应使负载点从盲区里面走出来，或者让盲区的位置发生变化。但由于盲区的位置是由d决定的，在短截线所在位置固定的情况下，盲区的位置没法发生变化。所以应想办法使负载点从盲区中走出来。负载的导纳Y1落在了盲区之内。如果能使负载点在Smith圆图上转过电长度为d2/λ之后走到了盲区之外，那么在这之后就可以使用双支节匹配的方法来完成后续的工作。所以最重要的是，将导纳点移出盲区。由单支节匹配的方法我们知道，可以通过改变d的大小实现将任意负载移到与1+jb圆相交的位置。受此启发，考虑在靠近负载的地方再添加一个短截线，其位置与负载的距离为d1，如所示。我们的目标是将负载点在Smith圆图上向源移动电长度为d1/λ之走到盲区之外，并且支线l1应对A点所在的导纳值不产生影响。图表6 : 三支节阻抗匹配结构示意图接下来我们以一个探究这种方法的可行性。我们利用Microwave Office的AWR环境进行仿真。微带线的参数如下：特性阻抗Z0=50Ω；输入阻抗Zin=50Ω负载阻抗ZL=15-j5；工作频率f=2GHz介质基片 εr=2.55， H=1mm；d1=0, d2=λ/8辅助圆图及盲区如所示。蓝色圆即为辅助圆，棕色圆及其内部区域即为盲区。图表7：系统的Smith示意图（1）接下来由zl=ZL/Z0得到归一化的负载导纳，它在圆图上的位置如所示，它的导纳值为3-j。可以看出负载点位于盲区之内，这时我们便无法使用双支节进行阻抗匹配。图表8：系统的Smith示意图（2）负载点沿等反射系数圆转到位置λ/8来到一个新的点，如所示，它的导纳值为0.462-j0.694，可以看出此点已在盲区之外。接下来只需要使用双支节阻抗匹配的方法对l2,l3进行使用并将所需的各参数求出即可。此时的l1应不起作用，所以可以将l1的长度设置为λ/4的短路线，即当从Smith圆图上看到的是从短路点顺时针转180度来到开路点，而开路也正是l1此时对于主线上A点而言呈现出的状态。图表9：系统的Smith示意图（3）接下来，我们使用传统的双支节阻抗匹配方法进行匹配：图表10