4频谱搬移.pptVIP

引言 4.1 频谱搬移电路的组成模型 4.2 振幅调制电路 4.3 谐振检波电路—解调 4.3.1 平均包络检波 4.3.2 二极管峰值包络检波器（重点） 4.4 同步检波电路 4.5 混频电路 4.5.1 晶体三极管混频电路 4.5.2 二极管混频电路 4.5.3 混频器的干扰 3.检波失真 ⑴惰性失真： 在调幅波包络线下降部分，若电容放电速度过慢，导致VC的下降速率比包络线的下降速率慢，则在紧接其后的一个或几个高频周期内二极管上为负电压，二极管不能导通, 造成VC波形与包络线的失真。由于这种失真来源于电容来不及放电的惰性，故称为惰性失真。 为了避免产生惰性失真，必须在任何一个高频周期内，使电容C通过R放电的速度大于或等于包络的下降速度，即 通过推导可知，避免产生惰性失真的充要条件为： ⑵负峰切割失真 检波器输出VC是在一个直流电压上迭加了一个交流调制信号，为了避免直流分量影响下一级放大器的静态工作点，故需要用隔直流电容将解调后的交流调制信号耦合到下一级进行放大或其它处理。下一级电路的输入电阻即作为检波器的实际负载Ri2。 为了有效地将检波后的低频信号耦合到下一级电路，要求耦合电容Cc的容抗远远小于Ri2，所以Cc的值很大。这样，VC中的直流分量几乎都落在Cc上，这个直流分量的大小近似为输入载波的振幅Vim。所以Cc可等效为一个电压为Vim的直流电压源。此电压源在RL上的分压为： 这意味着检波器处于稳定工作时, 其输出端RL上将存在一个固定电压VR。当输入调幅波Vi(t)的值小于VR时，二极管将会截止。 也就是说，电平小于VR的包络线不能被提取出来，出现了失真，如图6.4.4(b)、(c)所示。由于这种失真出现在调制信号的底部，故称为底部切割失真。 由图6.4.4(b)可以看出，调幅信号的最小振幅或包络线的最小电平为Vim(1-Ma)，所以要避免底部切割失真，必须使包络线的最小电平大于或等于VR，即: 交流负载R’: ，直流负载RL 所以 由此式可以看出, 交流负载R’L与直流负载RL越接近，可允许的调幅指数越大。 在实际电路中，有两种措施可减小交直流负载之间的差别。一是在检波器与下一级电路之间插入一级射随器，即增大RL的值。二是采用图6.4.5所示的改进电路，将检波器直流负载R分成R1和R2两部分。显然，在直流负载不变的情况下，改进电路的交流负载 比原电路增大。通常 以免分压过大使输 出到后级的信号减 小过多。 ⑶频率失真 由于C和CC的存在，其容抗为1/ΩC，对不同的调制信号频率，容抗显出大小不同： ①充放电电容的影响：对于输出的低音频信号的高频分量，容抗下降，对信号产生旁路作用，从而引起频率失真。 ②耦合电容影响：对于输出的低频信号，容抗增加，产生的压降越大，引起频率失真。 频率失真: 要求旁路作用小 Cc C RL Ri2 以前的检波电路均是检的调幅波，其方法不能用于DSB、SSB的检波。 一、叠加型同步检波 1.模型：中心思想是将DSB，SSB变成AM波。 2.解调分析 二、平衡同步检波（对叠加的改进） 三、乘积型检波电路 1.模型：中心思想是在频谱上产生Ω的频率分量，然后再用低通滤波器滤除其他不必要分量。 2.解调分析 这种频谱干净，很适用于各种大小信号的检波，但对乘法器的性能要求较搞。 总结： 同步检波电路比包络检波电路复杂，而且需要一个同步信号，但检波线性性好，不存在惰性失真和底部切割失真问题。 四、同步信号的产生 1.AM：VS经过限幅放大器。 2.DSB 3.SSB 在通信接收机中，混频电路的作用在于将不同载频的高频已调波信号变换为同一个固定载频（一般称为中频）的高频已调波信号，而保持其调制规律不变。如在超外差式广播接收机中，把载频位于535kHz～1605kHz中波波段各电台的普通调幅信号变换为中频为465kHz的普通调幅信号，把载频位于88MHz～10.8MHz的各调频台信号变换为中频为10.7MHz的调频信号，把载频位于四十几兆赫至近千兆赫频段内各电视台信号变换为中频为38MHz的视频信号。 由于设计和制作增益高，选择性好，工作频率较原载频低的固定中频放大器比较容易，所以采用混频方式可大大提高接收机的性能。  一、分类： 在通信技术中，对信号进行变频处理，是将原信号的各分量搬移至新的领域，各分量的频率间隔和相对幅度保持不变。进行这种频率变换时，新频率等