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NC—OFDM系统的导频设计 　　在NC-OFDM系统中，次用户不能使用主用户占用的频带，这导致了次用户频谱的非连续性。因此，对于NC-OFDM系统，传统的等间隔等功率的导频设计方法不再适用。在基于信道均方误差（MSE）的准则下，提出了一种适用于NC-OFDM系统的导频设计方法。它对原有的设计方法进行改进，降低了运算复杂度，获得了更好的MSE性能和误比特率（BER）性能，仿真结果证明了该结论。 　　NC-OFDM 导频 信道均方误差 误比特率 　　Pilot Design for NC-OFDM System 　　XIONG Guo-qing 　　（GCI Communications Planning and Design Institute Network Optimization Center of Guangzhou， Guangzhou 510310， China） 　　In non-contiguous orthogonal frequency-division multiplexing（NC-OFDM） system， the secondary users can’t use the frequency band already occupied by the primary users， which leads to non-contiguous frequency of the secondary users. Therefore， traditional pilot design of equal power and equal intervals is not available for NC-OFDM system. Now， the previous design is improved， decreasing the computing complexity and obtaining better MSE and BER performance. This design proves better by simulation. 　　NC-OFDM pilot channel MSE BER 　　1 引言 　　频谱资源是一种宝贵的、不可再生的资源。随着无线通信技术的快速发展，频谱资源变得日趋紧张。因此，基于认知无线电的动态频谱接入技术应运而生。而非连续正交频分复用技术（NC-OFDM）被认为是一种比较容易实现的动态频谱传输技术，它被认为是4G移动通信中最具竞争力的一个候选传输技术。NC-OFDM将非连续的频谱碎片聚合起来，提高了频谱利用率。 　　在无线传输环境中，为了保证系统的性能不受衰落和多径效应的影响，需要采用信道估计来跟踪信道响应的变化。信道估计的目的是估计出信道的时域或频域响应，对接收数据进行校正与恢复。目前常用的信道算法主要有导频辅助信道估计和盲信道估计两种，而NC-OFDM系统主要采用导频辅助信道估计[1，2]。 　　文献[3]推导出了导频位置设计的闭合表达式，但是因为没有限制每段的导频数目，因此会导致导频数在各个频带的不均匀。并且为了保证频带边缘处能获得良好的信道估计值，频带两边必须各插入一个导频。本文对文献[3]中的方法进行改进，仿真结果表明：改进后的方法在MSE性能和BER性能上都有所提高。 　　2 NC-OFDM系统模型 　　NC-OFDM的系统模型[4]如图1所示： 　　接收端移去循环前缀，进行FFT变换后，第k个活动子载波上的接受数据可以表示为： 　　其中，X（k）是发送数据，K是总的子载波数，N是活动子载波序列，W（k）是均值为0、方差为的加性高斯白噪声，为信道的冲激响应，L是信道路径个数。 　　3 信道的MSE 　　设有P个导频信号，P={p0…pP-1}表示导频位置的集合。由式（1）可知，接收到的导频信号可以表示为： 　　YP=diag{XP}FPh+WP 　　其中， ， ；FP是P×L的矩阵，并且有，0≤m≤P-1，0≤l≤L-1。 　　由式（2）可知，h的最小二乘估计为： 　　其中，A=diag{XP}FP是P×L的矩阵，A的伪逆A↑=（AHA）-1AH。 　　由式（3）可知，信道MSE为： 　　其中，Ψ表示导频的平均功率，假设各个导频子载波是等功率的，和分别表示矩阵的共轭转置和求逆操作。 　　4 NC-OFDM系统的导频设计 　　方法 　　文献[5]推导出导频位置设计的闭合表达式，简化了设计的复杂度。闭合表达式为： 　　， 　　，1≤n≤P-1，pi表示第i个导频的位置。 　　但是为了获得较好的信道估计特性，频带两边必须各插入一个导频，并且各个活动频段内分配的导频数应和频段宽度成正比。这里对文献[