2-1_多进制调制章.ppt

第 2章 新型数字调制 多进制调制 QAM信号 MSK信号 OFDM技术 线性调制器的实现 * 当M大时，MPSK误码率公式可以近似为写为 OQPSK的抗噪声性能 和QPSK完全一样。 误码率曲线 Pe rb dB * 2.2.4 MDPSK系统的抗噪声性能 误码率计算近似公式为 曲线 Pe rb dB * 低通滤波后：上支路： 下支路： 判决规则 按照?k的取值不同，此电压可能为正，也可能为负，故是双极性电压。在编码时曾经规定： 二进制码元“0” ? “＋1” 二进制码元“1” ? “－1” 现在进行判决时，也把正电压判为二进制码元“0”，负电压判为“1”，即 “＋” ? 二进制码元“0” “－” ? 二进制码元“1” 因此得出判决规则如下表： * 判决规则 信号码元相位?k 上支路输出 下支路输出 判决器输出 c d 0? 90? 180? 270? ＋ － － ＋ ＋ ＋ － － 0 1 1 0 0 0 1 1 * 逆码变换器 设逆码变换器的当前输入码元为ck和dk，当前输出码元为ak和bk，前一输入码元为ck-1和dk-1。 为了正确地进行逆码变换，这些码元之间的关系应该符合码变换时的规则。为此，现在把码变换表中的各行按ck-1和dk-1的组合为序重新排列，构成下表。 * 前一时刻输入的一对码元 当前时刻输入的一对码元 当前时刻应当给出的逆 变换后的一对码元 ck-1 dk-1 ck dk ak bk 0 0 0 0 1 1 0 1 1 0 0 0 1 1 0 1 1 0 0 1 0 0 1 1 0 1 1 0 1 0 0 1 0 0 1 1 1 1 0 0 1 1 0 1 1 0 1 1 0 0 1 0 0 1 1 0 0 0 1 1 0 1 1 0 0 1 1 0 1 1 0 0 * 表中的码元关系可以分为两类： 1 当 时，有 2 当 时，有 上两式表明，按照前一时刻码元ck-1和dk-1之间的关系不同，逆码变换的规则也不同，并且可以从中画出逆码变换器的原理方框图如下： * 原理方框图 dk-1 ck-1 ＋ 延迟T ＋ 延迟T ＋ 交 叉 直 通 电 路 图7-46 逆码变换器原理方框图 dk ck bk ak dk-1 ck-1 * 图中将ck和ck-1以及dk和dk-1分别作模2加法运算，运算结果送到交叉直通电路。 另一方面，将延迟一个码元后的ck-1和dk-1也作模2加法运算，并将运算结果去控制交叉直通电路； 若ck-1?dk-1 0 ，则将ck?ck-1结果直接作为ak输出； 若ck-1?dk-1 1，则将ck?ck-1结果作为bk输出。 对于dk?dk-1的结果也作类似处理。 这样就能得到正确的并行绝对码输出ak和bk。它们经过并/串变换后就变成为串行码输出。 * 相位比较法: 原理方框图 由此原理图可见，它和2DPSK信号相位比较法解调的原理基本一样，只是由于现在的接收信号包含正交的两路已调载波，故需用两个支路差分相干解调。 A t -?/4 相乘 电路 相乘 电路 ?/4 s t 低通 滤波 低通 滤波 抽样 判决 抽样 判决 并/串 变换 定时 提取 延迟 T * MASK系统的抗噪声性能 误码率：设抑制载波MASK信号的基带调制码元可以有M个电平，如右图 图7-48 基带信号的M个电平 t 0 +d -d +3d -3d + M-1 d - M-1 d 2d 2d 2.2 多进制数字调制的抗噪声性能 * 于是，此抑制载波MASK信号的表示式可以写为 若接收端的解调前信号无失真，仅附加有窄带高斯噪声，则在忽略常数衰减因子后，解调前的接收信号可以表示为 式中 * 设接收机采用相干解调，则噪声中只有和信号同相的分量有影响。这时，信号和噪声在相干解调器中相乘，并滤除高频分量之后，得到解调器输出电压为 上式中已经忽略了常数因子1/2。 这个电压将被抽样判决。 * 对于抑制载波MASK信号，判决电平应该选择在0、?2d、…、? M-2 d。当噪声抽样值|nc|超过d时，会发生错误判决。 但是，也有例外情况发生，这就是对于信号电平等于? M-1 d的情况。当信号电平等于+ M-1 d时，若nc +d，不会发生错判； 同理，当信号电平等于- M-1 d时，若nc - d，也不会发生错判。 所以，当抑制载波MASK信号以等概率发送时，即每个电平的发送概率等于1/M时，平均误码率等于 式中 P |nc| d － 噪声抽样绝对值大于d的概率。 因为nc是均值为0，方差为?n2的正态随机变量，故有 * 将 代入上式，得到 式中 * 误码率和信噪