高频率的峰值电流模式控制DC一DC转换器英文翻译.docVIP

英文翻译： 高频率的峰值电流模式控制一转换器摘要- 高动态性能的要求功率变换器的控制是很困难的,特别是电源电压和负载的变化。这个进一步增加输入滤波器的存在,这是故意减少损失。在情况下, 峰值电流模式控制有利于控制律设计。通常这种控制建模方法假定恒定的电流脉动平滑电感然而, 这个假设是有所限制，限制了该模型的有效性在高频率。本文提出了一种建模方法，避免这一假设，因此在高频率了更好的代表性的变换器。为了负载和线路干扰提高其性能，这种前馈补偿。 开发分析在转换器；，它适用于其他任何类型转换器。 该功率转换器控制设计是一个复杂的任务，特别是当高性能要求对负载和线路的变化[ 1]。多年来，已开发的几种方法，如状态反馈控制，滑模控制变增益。虽然这些方法可以提高性能，工业环境方法的必要设计过于复杂。即使由于输入滤波器存在谐振峰值电流模式控制控制方案[ 2] [ 3]可以相对简单的控制结构和更好的性能。 通常的建模方法的峰值电流模式控制假定纹波电流的平滑电感常数。本文提出了一种改进的建模方法，避免这一假设。因此，转换器在高频率的更好的表现。 本文的组织如下。，工作原理和一种新型的峰值电流模式控制方法。接着，在第三节，为转换器设计。在第四部分，给出仿真及实验结果验证性能。峰值电流模式控制建模 峰值电流模式控制的原则 图1显示Buck转换器电路图，图2描绘峰值电流模式控制输出电压调节的原则。这种结构包括双回路：基于峰值电流控制内环 对输出电压外环 内部循环的目的是输出电感根据电压调节器调整峰值电流 B、建模 图3显示了晶体管不同的参考电流峰值电流波形增加随后的工作周期。不同的输入和输出电压导致，以下关系： 图4显示了平滑电感的电流波形。在稳定状态，其平均值是参考电流根据以下关系确定的： 假设恒定输入电压，参考电流可以（1）和（2）得到，关系： 代表输出电流。 注意在高开关频率的电感电流测量是一个困难的问题，应研究[ 4]。 局限性和对策 电流模式控制，如果精心设计的，大于0.5。如果电路是受外部干扰出现故障（例如的参考电压或负载电流）几个开关周期变得更加突出了。如果占空比小于0.5，周期任何小的变化将很短的过渡，其持续时间取决于系统带宽。然而，如果占空比大于0.5，小的变化，可能仍然获得稳态在这种情况下，将固定振荡器频率减少。 通过的电流模式操作，并从一个稳态运行点开始，可以证明如果占空比大于0.5该转换器是不稳定的。这可以解释图形或帮助分析方程。为了简化说明，它应该输入和输出电压保持恒定几个开关周期。这意味着电感的上升以及下降斜率。我们表示这些斜坡： 占空比小于0.5，电感电流时间的，如图5所示。 负载扰动会引起电感电流的变化叠加在图5。电感电流的这种变化在测试周期的开始和结束时。占空比小于0.5，可以看到，这个电流初始曲线，因此该系统保持稳定。然而，大于0.5，系统偏离。电感电流这种情况如图6所示。，占空比，它可以保证系统将。 假定如图7所示保持不变，我们可以写出下面的表达式： ——扰动后曲线 通过这四个方程消除和，我们得到： 可以很容易的发现，为保持系统的稳定这种情况进一步得出以下不等式： 这意味着，该系统只有在占空比小于0.5稳定。 为保证转换器电流模式运作，有必要修改目前的参考。这一目标可以改测量电流更好地实现。为此，我们把三角波信号实现功能小部分测量电流（图8）。 假定电流的斜保持恒定，我们可以写出下列表达式： 扰动后曲线 通过四个方程消去t1、t2和T，我们可以得到： 系统保持稳定。为了满足这个条件 它可以进一步简化为： 在电容器通过滤波电感和输出电压建模的负载电流作为一个外部干扰，以下状态方程可以写 因此状态矢量定义为：X(t)=[ILVout]T.通过方程（3）和（5）状态空间可以描述为 考虑一个运行点和它的变化，这个点： 线性化状态空间方程(16)可以引出线性状态空间方程[5][6]： 在目前参考控制信号输入电压和输出电流被视为干扰这个状态空间模型：可分解成三个级联传递函数 如图9所示。 考虑输出电流，这容易使人们有可能考虑不同负荷 ——取代负载电阻iout=vout/R. ——取代恒功率Pout Iout=-Pout/V2out ——电感负载（Rout;Lout） Iout(s)=Vs/(Rout+Louts) 如果存在电阻负载，那么输入输出方程可以直接通过取代（19）得到 如果转换器包含一个输入滤波器，模型可以很容易地（18） 通过xa=[xTxfT]T增加后的状态模型表示为： 利用第三节数值Bode图显示不同模型，如图10。 ——（M 1）二阶模型，从（20）相关的传递函G1G2，相应的恒定输出电流， (M2)二阶模型的一个电阻负荷 ——(M3)是通过滤波电感基于一个恒定电流纹波 ——（M3）简化计分模型 这些