高頻電路設計.doc

射頻放大器設計 1.1 放大器之S參數設計 1.2 穩定度條件 1.3 單向化增益 1.1 放大器之S參數設計 圖1.1 圖1.1是典型的雙埠主動網路功率輸送的分佈，、、、主動網路與匹配電路之間所看到的反射係數，由於各網路的界面所看到的不同反射係數，造成可利用或是傳送的功率不同。是從信號源獲得的可利用功率; 是送入電晶體主動網路的功率; 是從主動網路輸出可得到的功率; 是最終傳給負載的功率。 由於不同的功率的傳輸，因此我們可以定義不同的功率增益 或 以下我們將簡單推導各功率增益的S參數表示式。 銜接 REF _Ref487316466 \* MERGEFORMAT 圖 3.1各部位的導體在高頻時便具有傳輸線的特徵，以電壓波形式存在，在各部位傳輸以及多重反射。 REF _Ref487316501 \* MERGEFORMAT 圖 3.2是標記在 REF _Ref487316466 \* MERGEFORMAT 圖 3.1網路上具代表性的幾個電壓波，如 REF _Ref487316501 \* MERGEFORMAT 圖 3.2，，是以傳輸線特徵阻抗正規化後入射此一雙埠網路的電壓波，，是從網路反射出的正規化電壓波。 圖 1.2 雙埠主動網路電壓波標記 注意這裡的與兩個電壓波其實是由於信號源提供電壓，經過多重反射最終的合成。由 REF _Ref487284096 式 3.1可以明白。而信號源提供的正規化後的電壓波是， 在傳輸線送到某個節點的功率是入射功率扣除反射功率，而且經過正規化後的電壓波平方就正好是功率。於是可以決定各處功率： 計算源不匹配因素和負載不匹配因素需了解 所謂不匹配因素意即將某一處的功率送到另一處的比例，範圍從零到一，其值愈大愈匹配。但不一定是愈大愈好，要看能不能利用。由 REF _Ref487284143 式 3.3除以 REF _Ref487284158 式 3.4得到 REF _Ref487284211 式 3.5除以 REF _Ref487284224 式 3.6得 或是有類似 REF _Ref487299922 式 3.9形式的，如 REF _Ref487300057 式 3.10，後面將會用合併網路方式來得到此負載不匹配因素，所有公式將更趨於明朗。 現在我們來看重要的三個功率增益公式定義： 實驗所量測的以及最實際必須考量的莫過於整個傳送過程的傳輸功率增益（transducer power gain） 是透射網路的在輸出埠多重反射後，在方向上的合成電壓波，於是 利用 REF _Ref487284777 式 3.2和 REF _Ref487284795 式 3.12得到 將 REF _Ref487284837 式 3.13代入 REF _Ref487284855 式 3.11得到傳輸增益公式 REF _Ref487284877 式 3.14的分母是 所以另一個表示式是 由 REF _Ref487284877 式 3.14與 REF _Ref487284911 式 3.16看到是和的函數。 在軟體設計上我們為了減少複雜性，已設定一邊匹配，通常是考慮可利用增益（available power gain）和操作增益（operating power gain），而後再將乘上或成上就可以得到想要的傳輸增益。意即 REF _Ref487284224 式 3.6除以 REF _Ref487284158 式 3.4且利用 REF _Ref487284962 式 3.15等式關係與得到 或者直接利用 REF _Ref487284911 式 3.16的得到較易。 REF _Ref487284211 式 3.5除以 REF _Ref487284143 式 3.3並使用 REF _Ref487284795 式 3.12得到 或者我們利用 REF _Ref487284877 式 3.14的得到。 增益、不匹配因子以合併網路方法來看 我們前面將50的源阻抗及50的負載阻抗匹配到所要的及的匹配網路是被動的並且是不含有電阻成份的。理論上它們的S參數矩陣是不用完全對稱的，不過現實中很少有不對稱的例子。它們可以分別和主動網路做合併。可藉由這個手段得到傳輸增益的表示式。這種僅含電容、電感、和傳輸線的被動且不損耗網路具有矩陣 ? Robert E. Collin,Foundations for Microwave Engerineering,2d, ed., McGraw-Hill Book Company, p253.的特性，意即雙埠S參數的轉置矩陣乘以自己的共軛矩陣，等於單位矩陣。因此可