安徽理工大学模拟电子技术课件 第八讲.pptVIP

模拟电子技术基础 安徽理工大学电气工程系 5.2 双极型三极管的高频小信号模型 5.2.1.混合π型高频小信号模型 5.2.2 电流放大系数β的频响 5.2.1混合π型高频小信号模型 混合π型高频小信号模型是通过三极管的物理 模型而建立的，三极管的物理结构如图05.05所示。 根据这一物理模型可以画出混合π型高频小信号模型，如图05.06所示。 5.2.2 电流放大系数β的频响 从物理概念可以解释随着频率的增高,β将下降。因为： 由此可求出共射接法交流短路电流放大系数。 由此可做出β的幅频特性和相频特性曲线， 如05.10图所示。 图05.10 三极管β的幅频特性和相频特性曲线  fT≈β0 f?可由下式推出 * 主讲 ：黄友锐 第八讲 rbe--- re归算到基极回路的电阻 ---发射结电容，也用C?这一符号 ---集电结电阻 ---集电结电容，也用C?这一符号 rbb ---基区的体电阻，b是假想的基区内的一个点。 图05.05 双极型三极管 物理模型 （1）物理模型 --- 发射结电阻 r e 图05.06高频混合π型小信号模型电路 这一模型中用 代替 ，这是因为β本身就与频率有关，而gm与频率无关。推导如下: （2）用 代替 由此可见gm是与频率无关的 ?0和rb’e的比值，因此gm与频率无关。若IE=1mA，gm=1mA/26mV≈38mS。 gm称为跨导，还可写成 β0 反映了三极管内部， 对流经 rb‘e的电流 的放大作用。 是真正具有电流放大作用的部分，β0 即低频时的β。而： 在π型小信号模型中，因存在Cb’c 和rb’c,对求解不便，可通过单向化处理加以变换。首先因rb’c很大，可以忽略，只剩下Cb’c 。可以用输入侧的C?’和输出侧的C?’’两个电容去分别代替Cb’c ，但要求变换前后应保证相关电流不变，如图05.07所示。 （3）单向化 图05.07高频混合π型小信号电路 输入侧 图05.07 高频混合∏ 型小信号电路 则定义 令放大倍数 , ’ L m R g K = 输出侧 所以 由于C?“ C?‘ , 所以图05.07可简化为图05.08 图中C? =Cbe+ C? 。 图05.08 简化高频小信号电路 图05.09 的等效电路 是指VCE一定条件下,在等效电路中可将CE间交流短路，于是可作出图05.09的等效电路。 β 可由下式推出 当β=1时对应的频率称为 特征频率fT，且有fT≈β0f? 当20lgβ下降3dB时,频率f? 称为共发射极接法的截止频率 当 f = fT 时, 有： 因 fT f? , 所以, fT ≈β0 f? 5.3 共发射极接法放大电路的频率特性 5.3.1 全频段小信号模型 5.3.2 高频段小信号微变等效电路 5.3.3 低频段小信号微变等效电路 5.3.1 全频段小信号模型 对于图 05.11 所示的共发射极接法的基本放大电路，分析其频率响应，需画出放大电路从低频到高频的全频段小信号模型，如图 05.12 所示。然后分低、中、高三个频段加以研究。 图05.11 CE接法基本放大电路 图05.12 全频段微变等效电路 显然这是一个RC低通环节，其时间常数 ?H={[(Rs //Rb)+rbb ]//rbe}C? 于是上限截止频率fH=1/2??H 。 5.3.2 高频段小信号微变等效电路 将全频段小信号模型中的C1、C2和Ce短路，即可获得高频段小信号模型微变等效电路，如图05.13所示。 图05.13 高频段微变等效电路 图05.13 高频段微变等效电路 ?H={[(Rs //Rb)+rbb ]//rbe}C? 设放大电路的中频电压放大倍数为AvsM，其频率特性曲线与RC低通电路相似。只不过其幅频特性在Y轴方向上上移了20lg AvsM(dB)。相频特性则在Y轴方向上向下移180?，以反映单级放大电路倒相的关系。 （动画5-3） 5.3.3 低频段小信号微变等效电路 低频段的微变等效电路如图05.14所示，C1、C2 和Ce 被保留，C‘?被忽略。显然如单独考虑该电路有三个RC电路环节。当信号频率提高时，它们的作用相同，都有利于放大倍数的提高，相当于高通环节，有下限截止频率。 ?L1=[(Rb //rbe)+RS]C1 ?L2=(Rc +RL)C2