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全桥高频链逆变电源的混合控制策略 　　1 引言 　　传统逆变电源是由逆变器、工频变压器和周波变换器组成。由于应用工频变压器，使得整个逆变电源又大又笨重，转换效率难以提高。为了克服传统逆变器的上述缺点，满足人们对现代电源高功率密度、高效率、高可靠性、小型化的要求，近几年来高频链逆变技术成为研究的热点。其中电流源型高频链逆变技术已经得到广泛研究[1]。电流源型高频链逆变电源以全桥结构最具代表性，其组成是以反激式DC/DC变换器结构为基础，应用高频变压器替代工频变压器实现变压与电气隔离。此结构具有拓扑简单、使用器件少、控制电路简单、可靠性高、体积小、转换效率高和能量可以双向流动等优点，因此全桥高频链逆变电源被广泛应用于小功率场合。 　　目前研究较多的电流型高频链逆变器是由前级高频逆变和周波变换器组成，电路结构基本没有变化，因此控制策略的进一步优化显得格外重要，优良的控制策略能够提高系统的跟踪性能与稳定性，最终使系统得到良好的输出特性。目前高频链逆变器控制策略主要有以下三种方法：①正弦脉冲脉位控制策略（SPWPM），采用该方法，前级高频逆变器采用移相SPWM控制，直流侧逆变桥的开关管可以实现部分条件下的软开关，周波变换器开关管始终工作在同步的高频开关状态[2，3]；②双极型移相SPWM控制策略，前级逆变器采用双极型PWM控制，高频变压器传递占空比为0.5的高频交流脉冲方波，周波变换器工作在高频开关状态，实现移相调压控制[4]；③前级高频逆变桥采用高频开关，而周波变换器采用低频开关策略，周波变换器驱动脉冲周期为输出交流电压周期，与前级高频逆变器驱动脉冲无关，周波变换器为低频开关，但是该控制策略只能实现能量的单向流，逆变器负载适应性差，并且周波变换器的开关管承受很大的电压应力。采用方法1和方法2高频链逆变器可以实现双向功率流，但是周波变换器开关管一直为高频开关，所以开关损耗比较大。因此寻找一种能够能量双向流、具有更高变换效率、较小电压应力且简单的周波变换器的驱动方法显得很有意义。 　　为此，本文提出一种控制策略——正弦脉冲脉位调制混合控制策略。此种控制方法不再依赖现有的PWM模拟芯片而采用数字控制，通过对输出电压与电流进行过零比较与逻辑组合，得到周波变换器开关脉冲，方法简单，易于实现。混合控制就是周波变换器开关管的驱动脉冲为低频脉冲和高频脉冲的混合，逆变器能量可以双向流动。在保留现有控制策略的优点的基础上，可以极大地减小周波变换器的控制难度，并减少其开关损耗，提高逆变器的变换效率与稳定性。 　　2 全桥高频链逆变器工作原理 　　图1为全桥高频链逆变器的电路拓扑结构，直流输入经逆变电路、高频变压器和周波变换器输出交流到负载[5]。高频变压器传递的是正弦脉冲脉位调制波，由于全桥电路的能量可以双向流动，因此整个能量传递可以分为两个过程，定义为：①能量正向传递阶段（从直流到交流）；②能量回馈阶段（从交流到直流）。 图1 全桥式高频链逆变器主电路 　　在能量正向传递阶段，S1、S2和S3、S4分别进行高频斩波，而S5、S6的开关频率跟随负载为低频，且当输出电压U0为正时，使S5常通，当输出电压U0为负时，使S6常通，这样分别使Uin、S1、S3、L1、L2、S5、Vd6、C0和ZL组成一组Flyback变换器，实现直流电源向负载传递能量，使负载得到交流正半周波形；使Uin、S2、S4、L1、L2、S6、Vd5、C0和ZL组成另一组Flyback变换器，实现直流电源向负载传递能量，使负载得到交流负半周波形。当能量回馈时，Uin、L1、L2、S5、S6、Vd1、Vd2、Vd3、Vd4、C0和ZL分别组成两组Flyback变换器。无论负载为感性还是容性，S5仍然在输出电压C0为正时保持常通，此时当输出电流I0与输出电压U0反相时，S6高频斩波，实现能量回馈；而S6仍然在输出电压U0为负时保持常通，此时当输出电流I0与输出电压U0反相时，S5高频斩波，实现能量回馈。 　　可以看出全桥高频链逆变器在接感性与容性负载实现能量回馈的时候，周波变换器才和一次侧的高频逆变桥的驱动脉冲同步，为高频工作。因此周波变换器的驱动逻辑与输出电压与电流的极性有关[6]。具体的控制波形如图2所示。 图2 主电路控制波形 　　3 控制回路设计 　　全桥电流源高频链逆变电路采用电压瞬时反馈的SPWM控制方案，控制方案如图3所示。其中电压给定为Uref，电压调节器的输出为Ur，电压调节器的反向值为Um，它们分别与同一个载波Ut进行比较，产生UGS1、UGS3和UGS2、UGS4来分别驱动高频逆变桥的开关管S1、S3、和S2、S4[7]。而UGS5与UGS6为产生的高频同步信号，SP为输出电压 经过过零比较后得到的逻辑信号，SF为能量回馈逻辑信号。根据对输出电压与电流进行过零比较来判断得