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半桥电流源高频链逆变电路分析 1　引言 半桥电流源高频链逆变电路拓扑如图所示[1]。图1为采用半桥电流源高频链逆变电路拓扑，其中Q1、Q2组成高频逆变器，Q3、Q4组成一个周波变换器，Tr为高频变压器。图2为半桥电流源高频链逆变电路输出接感性负载的主要波形示意图。半桥电流源高频链逆变电路是以反激式直直功率变换器为基础的，电路工作在电感电流断续模式，通过控制开关管Q1、Q2、Q3、Q4可以得到四种工作模式A、B、C和D，每一种工作模式电路的拓扑结构都相当于一个反激式直直功率变换器，对于不同的负载，逆变器的工作模式顺序不同[1,2,3]。半桥电流源高频链逆变电路具有以下特点：拓扑简洁、控制方案简单、使用器件少、效率高、可靠性高以及良好的动态响应。因而具有较好的应用前景。但在工程实践中，吸收电路的设计及变压器匝比的设计不适会加大变换器中的损耗，降低效率。本文将在对半桥电流源高频链逆变器的电压应力分析的基础上，利用仿真的方法分析吸收电路结构及变压器匝比与损耗的关系。 2　吸收电路 半桥电流源高频链逆变电路是以Flyback电路为基础的，为了减小功率场效应管关断时，存储在漏感中的能量引起功率场效应管漏源电压尖峰，在Flyback中通常要在MOS漏源或变压器绕组两端加漏感能量吸收电路。但在半桥电流源高频链逆变电路中，组成高频逆变器的Q1、Q2具有漏感能量回馈通路，无须吸收电路；组成周波变换器的Q3、Q4在能量回馈时高频开关，在其关断时无漏感能量泻放回路，必须加吸收电路。 1）高频逆变器电压应力分析 在能量从电源传递到负载过程中，高频逆变器Q1、Q2高频开关，当Q1或Q2关断时，存储在变压器原边漏感中的能量必须有泻放的通路，否则将在Q1或Q2的漏源产生极高的电压尖峰，导致MOS管损坏。下面以输出正弦波正半周为例，分析高频逆变器工作时漏感能量回馈通路，对应图2中的状态A。此时Q1高频斩波，Q2关断，Q3常通，Q4一直关断。在Q1导通时，能量存储在原边电感，在Q1关断时，原边电感电流最大，存储在电感中的能量最大。耦合到副边的能量通过Q3传递到负载，存储在原边漏感中能量通过Q2的体二极管回馈给C2。因而高频逆变器Q1、Q2上最大漏源电压为输入直流电源电压UIN，不需要吸收电路。 2）周波变换器电压应力分析 造成周波变换器的Q3、Q4电压应力有两方面的原因：1. 高频逆变器工作时，副边绕组漏感与Q3、Q4的寄生电容谐振，产生电压尖峰；2. 在能量从副边回馈到原边时，周波变换器高频工作，副边绕组漏感电流引起漏源电压尖峰。 下面仍以输出正弦波正半周为例，分析高频逆变器工作时Q4的谐振电压尖峰。在Q1开通前，此时Q4关断，其漏源两端电压为输出电压，在Q1开通时，电源电压加在变压器原边绕组，极性上正下负，变压器副边绕组电压极性下正上负，此时加在绕组上的电压为输出电压加副边绕组电压，Q4寄生电容的电压不能突变，电容C1通过Q1、Tr对Q4的寄生电容Cds4充电，由于变压器中漏感的存在，因而这是一个谐振充电过程。当uds4=u0+(1/2)UIN′N，漏感中的电流最大；当漏感电流为零，uds4=u0+UIN′N，谐振频率fLC=1/(2p )，其中u0为输出电压瞬时值，UIN为输入直流电压，LK为变压器副边绕组漏感，N为变压器匝比，Cds4为Q4的漏源结电容。 当能量从负载向电源回馈时，Q3、Q4高频开关，在其关断时存储在副边漏感的能量无泻放回路，将对MOS管Q3、Q4的漏源寄生电容充电，产生上千伏的电压，因而必须在周波变换器MOS管两端加漏感吸收电路。 3）两种吸收电路比较 A．RC吸收电路（见图3） 将RC串联吸收电路加在MOS管漏源两端，当高频逆变器Q1、Q2开通时，RC吸收电路参与谐振过程并在电阻上消耗谐振能量，起到减小尖峰电压的作用，但同时也增加了吸收电路的损耗；当能量回馈时，Q3、Q4关断，漏感能量转移到吸收电路电容中，Q3、Q4开通，电容的能量通过MOS管消耗在电阻上。 B．RCD吸收电路（见图3） 当高频逆变器工作时，取电容足够大，则RCD吸收电路等效为电压源，当能量从负载向电源回馈时，电容吸收存储在漏感中的能量，并将这部分能量消耗在电阻中。如保证MOS管漏源阻断电压UBR大于最大谐振尖峰电压，即UBR u0MAX+UIN′N，则采用该种结构吸收电路其损耗较小。 通过Pspice仿真计算，在保证相同漏源尖峰电压的前提下，得到两种吸收电路的损耗对比。从表中可得，在输出空载（R=10K）时，RC吸收电路损耗是RCD吸收电路损耗得3倍还多。 3　变压器的能量耦合 在Flyback电路中，功率管开通，能量存储在变压器磁芯中，功率管关断，能量经变压器副边绕组传递到负载。电流源高频链逆变器的每一个工作状态都等效为Flyback电路，因而也遵循这一过程，但与