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高频电子线路 王军 wangjun@stu.edu.cn 4.6 振荡器中的几种现象 4.6.1 间歇振荡 时而振荡时而停振的现象，产生的原因主要是由于晶体管的非线性建立起的自偏压效应引起的。 下面一电容反馈电路为例： （2）间歇原因 如果电容Ce过大，Re、Ce在Ub的负半周晶体管截止时放电速度较慢，当uc( ub)开始下降时，UBE还处于较大的自偏压，不能跟随uc( ub) 的变化，因此UBE会继续下降，从而也造成环路增益小于1的减幅振荡，直到使得在uc( ub)的正半周，晶体管依然截止，造成停振，然后Ce放电恢复到初始值，电路重新起振。如下图： 因此，要避免间歇振荡，要使晶体管电流放大倍数不宜过大，这样接成反馈时输出电阻不会太小,从而使得电容充电常数过小,即自偏压不能建立的太多太快；二是Cb、Ce的值不宜选择过大,过大则时间常数过大,放电速度太慢. 4.6.2 频率拖曳现象 拖拽现象发生在耦合回路做负载的反馈振荡器中，如果耦合系数过大，而次级也是谐振回路，当调节次级回路参数时，振荡频率也随之改变。 （3）如φL=0，初级谐振时，次级X20时，那么Xf为感性电抗，使初级总电感增大，则振荡频率为ω Ⅰ ω Ⅲ 。 可以看出，这种振荡器有三个振荡频率(实际上不是很准确，他们是变化的)，它取决于初级和次级参数以及耦合系数。 ●ω０1和ω02对ωⅠ和ω Ⅱ的影响 当改变是ω０1和ω02 ，即回路系数不一样时，如果忽略了损耗电阻r的影响，则振荡时应满足: 如果设振荡器的振幅平衡条件实际在ω1M~ω1N之间，则对应的ω02应在ωM~ωN之间符合振幅平衡条件。那么当ω02从小到大变化时，应先在ωⅡ上振荡，即ω1= ωⅡ，到达ωN(c点)时， ωⅡ再不满足振幅条件，因此跳到(d点) ω Ⅰ 上振荡，然后随ω02增加而增加；当ω02减小到(f点) ωN时 ， ω Ⅰ又不满足振幅条件，因此跳到(b点) ωⅡ上振荡，然后随ω02减小而减小。 因此，在实际不需要拖拽现象或可能减弱拖拽现象，应采取的措施为： 1.减小耦合系数k，或减小Q值 2.选择次级回路谐振频率远离振荡频率，然后可通过调整初级的谐振频率ω01来调整ω1的频率。 4.6.3 振荡器的频率占据现象 1.频率占据现象 由于外界信号fs引入了反馈回路，当fs信号频率接近于原振荡频率时，fs将对振荡频率产生牵引；当fs在原f1附近时，f1被 fs强制同步，即完全占据了原来的频率。 占据特性如图4-31 2.频率占据产生的原因 由三个矢量构成的平行四边形关系,可得通常 可能得到的最大占据频带2Δfmax出现在sinφ的最大值1处,因此可得相对占据最大频带： 4.6.4 寄生振荡(Parastitic Oscillation) 由于分布系数，杂散电容和结电容，引线电感等的影响，对于一个高频信号发大器来说，一旦增益符合振荡条件，有可能产生不需要的自激振荡。 例如一个高频功放电路，如图4-33： 　 由Lc、Lb和Cbc产生的寄生振荡，直接产生在C极，故可看做晶体管的集电极电压为　　　　　　 为功放的振荡频率： 　因而，集电极波形可看作一个受Ω信号控制的调幅波. 寄生振荡消除的方法： 选择Cbc较小的晶体管。 减小引线电感，和减小分布电感和电容，抑制高频寄生振荡。(缩短引线长度减少分布电感，增加并行导线之间间距等) 将扼流圈中加一个电阻，增加阻抗，破坏振荡条件。(加大阻尼，减小Q值) 在多级使用时，减小由于接地和引线电阻造成的级间反馈，如加电源去耦电路，既加入ＬＣ、ＲＣ滤波电路 在大电容上并接一个小电容，因为对于一个大电容来说它将导致一定的电感性质。 采用无感电阻。如绕线电阻分布参数比较大，不适合用于高频 制作电路时元件的布局、布线、接地更加合理。 相位补偿(人为加入一些校正环节) 4.7.2 RC振荡器 　　图4-38(a)和(b)分别示出了由晶体管以及由集成运放构成的反相放大器所组成的超前型RC振荡器。图(a)晶体管接成共射放大， 图(b)集成运放接成反相放大器， 它们都可以提供180°的相移， 要组成振荡器， 满足相位平衡条件， 相移网络也必须提供180°相移， 所以图(a)和(b)中都由3节RC电路构成相移网络， 图(a)中第三节RC电路的R由晶体管的输入电阻取代。 　　由于RC相移电路的选频特性不理想， 又是采用内稳幅， 因而RC相移振荡器的输出波形失真大， 频率稳定度低， 只能用在性能不高的设备中。 图 4-38 超前型RC振荡器 4.7.3 文氏桥振荡器 　　文氏桥正