大功率低成本高性能的板级供电解决方案的技术研究和应用.docVIP

目 录 0 版本记录 3 1 概述 4 2 降压型开关电源的PWM控制技术的原理 4 3 多相位时钟同步 5 4 电流控制型脉冲调制负反馈 6 5 实例公式推导 8 6 PCB布局考虑 16 7 测试注意事项 20 8 实际应用例子 21 版本记录 序号 版本号 生成时间 主 要 修 改 记 录 作者 备注 概述 随着XXXXXX项目开发的深入进行，超大规模集成电路内核供电的板级供电方案，即低电压、大功率、低纹波的低成本开关电源的板级实现成为一个极需攻克的技术难题。下面通过对降压型开关电源的PWM控制技术的原理、多相位时钟同步、电流控制型脉冲调制负反馈、实例公式推导、PCB布局考虑、测量注意事项等方面的技术讨论来介绍该电源的实现。 降压型开关电源的PWM控制技术的原理 最早的降压型PWM开关电源的原理图如图1所示。其工作方式为：将快速通断的晶体管置于输入与输出之间，通过调节通断比例（占空比）来控制输出直流电压的平均值。该平均电压由可调宽度的方波脉冲构成，方波脉冲的平均值就是直流输出电压。理想情况下，在输出端使用合适的LC滤波器将方波脉冲平滑成无纹波的直流输出。 结合图2中的各点波形，来看一下整个电路的详细工作过程：开关管Q1与直流输入电压Vdc串联。在开关周期T内，Q1导通时间为Ton。Q1导通时，V1点电压为Vdc(设Q1导通，压降为零)。Q1关断时，V1点电压迅速下降到零。若没有嵌位二极管D1（也称续流二极管）将其嵌位与地，则V1点电压波形会降得很负而损坏Q1。设此刻二极管D1压降也为零，则V1点电压波形为锯齿波，如图2（b）所示，Ton时段电压为Vdc,其余时段电压为零。该电压的直流值（或称平均值）为VdcTon/T。LoCo滤波器接于V1和Vo电压之间，它使输出点Vo成为幅值等于VdcTon/T的无尖峰无纹波的直流电压。采样电阻R1和R2检测输出电压Vo，并将其输入误差放大器（EA）与参考电压Vref进行比较。被放大的误差电压Vea被输入到脉宽调整器（电压比较器）PWM。PWM比较器的另一个输入是周期为T的锯齿波，如图2（a）所示。PWM电压比较器产生矩形波脉冲，即图2（c）中的Vwm，它从锯齿波起点开始到锯齿波与误差放大器输出电压交点结束。因此，PWM输出的脉冲宽度Ton与误差放大器输出电压成比例。PWM脉冲输入到电流放大器并以负反馈方式控制开关管Q1的通断。其逻辑关系是：若输入电压Vdc稍升高，则EA输出电压Vea将降低使锯齿波与Vea的交点提前，Q1导通时间Ton缩短使输出电压Vo=VdcTon/T保持不变。同理，若Vdc下降，则导通时间Ton正比的延长使Vo保持不变。Q1导通时间的改变时采样电压总是等于参考电压，即VoR2/（R2+R1）=Vref。 当Q1导通时（假设导通压降为零），加在Lo上的电压为（Vdc-Vo）。由于电感上的电压恒定，所以流过电感的电流线性上升，其斜率为dI/dT=( Vdc-Vo)/Lo,这使电感电流为有阶梯的斜坡，如图2（d）所示。由于电感的电流不能突变，所以Q1关断时电感两端电压极性迅速颠倒以保持电感中电流I2不变。若未接二极管D1，则V1点电压会变得很负以保持Lo上的电流方向不变。但此时D1导通将电感Lo前端电压钳位于比地低一个二极管导通的压降（约1V）。此时，先前流过Q1的电流I2现在转移流向二极管D1，如图2（e）所示。但这是电感Lo上的电压极性反相，幅值为（Vo+1），电感中的电流线性下降，其斜率为dI/dT=(Vo+1)/Lo，波形是下降的阶梯波形。Q1关断时间结束时，电感电流（流过D1）下降到I1。此时Q1再一次导通，它的电流逐渐取代二极管D1的正向电流。当Q1上的电流上升到I1时，二极管D1的电流降到零并关断，V1点的电压上升到（Vdc-1），使D1反偏。 这样，电感Lo上的电流是Q1导通时的电流和Q1关断时D1的电流之和，即图2（f）中的电流I（Lo）。在输出电流Io的上下有斜坡纹波波动（I2-I1）。因此推断图2（d）和（e）中波形斜坡的中点的电流值就是直流输出电流Io。随着输出电流Io的改变，图2（d）和（e）中的斜坡中点也会变化，但斜坡的斜率不变。Q1导通时，Lo的斜坡斜率始终为( Vdc-Vo)/Lo；Q1关断时，其斜率始终为( Vo+1)/Lo。 图1 图2 多相位时钟同步 普通的单路PWM控制器一般最大的能做到30A的输出电流。但是随着集成电路的发展，超大规模集成电路越来越多，对电流的要求也越来越大。如XXXXXX项目中，主控盘上的核心交换芯片BCM56845的核电压要求在1V时需要接近70A的电流，并且对纹波要求20mV。要满足上面的这种要求，只能考虑一种多个PWM控制器堆叠，多相