1_和差极化方式不同导致跟踪相位突变的理论分析_周阳辉.pptVIP

和差极化方式不同导致跟踪相位突变的理论分析;1 问题的引出 921-07任务中，卫通首次使用60oE星圆 极化B转发器。出现如下问题： 和差通道均切换为B极化模式，方位和俯 仰中始终有一路信号极性反相。 和差通道极化方式不一致的模式，随着地 理位置的变化，相位值发生了改变。;三个问题亟待原理上的推导： 我船模拟接收机对B极化模式校相，两轴 误差信号反相原因。 采用数字接收机跟踪B极化模式正常，它 和模拟接收机有何区别？ 和差通道极化方式不一致时，相位值发生 突变的原因。 ;2 原理阐述 2.1 误差信号表示; 当θ足够小时，天线偏离的大小可以近似 表示为θ，我们可以得到方位和俯仰的误差 电压可以分别表示为： 方位误差信号UAZ = Kj θcosφ， （2.1） 俯仰误差信号UEL = Kj θsinφ， （2.2） 其中Kj 为相应的增益调节系数。;2.2 差模跟踪原理 单脉冲??信道跟踪原理，主要利用了馈 源波导中主模和差模电磁场的天线方向图。 更确切地说，差模跟踪利用了天线偏离 角度θ极小时，和信号激起的主模幅度基本 不变化，差模信号幅度线性正比于偏离角度 θ，且以角度φ作为极性特性。和差信号可 以表示为： EΣ =bcosωt （2.3） EΔ =bμθcos(ωt+φ+γ) （2.4） ;;2.3 单通道接收机 单通道跟踪接收机将差信号经过调制或混 频等变换，抑制掉原有频率分量。然后将 和、差信号加在一起，通过一个通道传输、 变换、解调，形成单通道接收机。 优点：是合成后的信号在一个通道内传 输，和信号和差信号传输时同样放大、同样 变频、产生同样时延。(和、差信号的相对相 移不变) ;;3 问题分析 3.1 坐标系和公式的重新建立 大部分参考书使用的和差信号表达式。不 具有一般性。岗位人员初步推导时，利用上 述表达式，无法突破理论局限，找不出相位 变化的原因。 图4是我们重建的复平面大地坐标系，它 将信标的极化变化状态完整的表达出来。;图4 馈源喇叭接收信标矢量分解图; 由此我们可以得到线极化信标和分解的 两圆极化信标的表达式分别为： E线 =bcosωt ejΦ （3.1） E左圆 =be-jωt ejβ1 （3.2） E右圆 =bejωt ejβ2 （3.3）;3.2 理论分析 3.2.1 两轴极性相反的原因 在合路网络前的和差信号分别为： EΣ =kbcos（-ωt+β1+γ1） （3.4） EΔ =kbμθcos(-ωt+φ+β1+γ2) （3.5） 差信号经过方波调制后与和信号相加，合成后 的信号放大、变频、锁相后，变为频率ω1t的中频 信号。; 锁相环将频率、相位锁定于和信号，得到用 于解调的参考源输出信号。 经过移相和反相后的参考源标准信号信号分 别为： U1(t)=cos(ω1t–β1–γ1+γ） U2(t)=–sin(ω1t–β1–γ1+γ); 其中，前项相乘，一项为直流项，一项为 高频分量，均不含有误差信号，因此可以方 便的滤除； 后两项相乘，并滤除高频分量为 kbμθcos(φ+γ+γ2-γ1），将γ=γ1- γ2代入，由此可得： U1(t)×(EΣ+EΔ)=kbμθcosφ×C(t) 同理：滤除高频分量和直流项后， U2(t)×(EΣ+EΔ)=–kbμθsinφ×C(t); 解出的信号再进入同步检波器，滤除方 波可得： 方位误差信号UAZ=kbμθcosφ 俯仰误差信号UEL=-kbμθsinφ 大多数数字接收机，它的每一路都有移 相器，或者反相器，可以智能的实现信号极 性的反转，大卫通模拟接收机只有一个可调 移相器，这导致它不能分别调整两轴相位。; 针对此缺陷，921-07任务中我们设计了如下方案： 原输出为： 俯仰误差信号UEL=-kbμθsinφ （3.13） 方位误差信号UAZ=kbμθcosφ （3.14） 首先将接收机送至ＡＣＵ的模拟误差信号Ua，Ue的接线 互换，两轴的