电压关断型的缓冲电路分析及设计方法.docVIP

电压关断型缓冲电路分析及设计方法 摘　要：本文介绍了抑制电压上升率模式和电压钳位模式关断型缓冲电路(RCD Snubber)的设计方法，对其中一些理论与实践上认识较模糊的原理进行了简单分析，并给出了简单方便的电路设计与相关损耗的计算公式，最后通过实验证实了理论分析的正确性。关键词：缓冲器；抑制电压上升率；电压钳位 引言近年来Snubber电路有了较大的发展， 但目前其性能并未得到合理优化，其应用也不尽如人意。这主要是由于现场应用人员并未十分重视RCD Snubber的基本类型、相关特性及使用场合的限制，也不重视RCD Snubber电路的理论分析，只是凭经验和实际工程调试，这在一定程度上降低了工程设计的工作效率。基于上述原因，本文较深入地讨论了两种常用模式的RCD Snubber电路：抑制电压上升率模式与电压钳位模式，详细分析了其各自的工作原理，给出了相应的计算公式，最后通过实验提出了电路的优化设计方法。　　RCD Snubber电路的基本类型及其工作原理RCD Snubber是一种能耗式电压关断型缓冲器，分为抑制电压上升率模式和电压钳位模式两种类型，习惯上前者称为RCD Snubber电路，而后者则称为RCD Clamp电路。为了分析方便，以下的分析或举例均针对反激电路拓扑，开关器件为功率MOSFET。 图1 常用的RCD Snubber电路抑制电压上升率模式对于功率MOSFET来讲，其电流下降的速度较GTR或IGBT快得多，其关断损耗的数值要比GTR或IGBT小，但是这个损耗对整个小功率的电源系统也是不容忽视的。因此提出了抑制电压上升率的RCD Snubber。如图1所示，在开关管关断瞬间，反激变压器的漏感电流需要按原初始方向继续流动，该电流将分成两路：一路在逐渐关断的开关管继续流动；另一路通过Snubber电路的二极管Ds向电容Cs充电。由于Cs上的电压不能突变，因而降低了开关管关断电压上升的速率，并把开关管的关断功率损耗转移到了Snubber电路。如果Cs足够大，开关管电压的上升及其电流的下降所形成的交叉区域将会进一步降低，可以进一步降低开关管的关断损耗。但是Cs的取值也不能过大，因为在每一个关断期间的起始点(也就是开通期间的结束点)，Cs必须放尽电荷以对电压上升率进行有效的抑制；而在关断期间的结束点，Cs虽然能降低开关管电压的上升时间，但其端电压最终会达到()(为忽略漏感时的电压尖峰，为次级对初级的反射电压)。 图2反激式变换器的Clamp电路 图3 关断瞬间开关管DS电压与其电流波形关管导通的瞬间，Cs将通过电阻Rs与M所形成的回路来放电。Snubber的放电电流将流过开关管，会产生电流突波，并且如果某个时刻占空比变窄，电容将不能放尽电荷而不能达到降低关断损耗的目的。可见，Snubber电路仅在开关过渡瞬间工作，降低了开关管的损耗，提高了电路的可靠性，电压上升率的减慢也降低了高频电磁干扰。 图４ 有Clamp无Snubber的波形 图5 Clamp+Snubber(2.2pF+4.2k)的波形电压钳位模式RCD Clamp不同于Snubber模式，其目的是限制开关管关断瞬间其两端的最大尖峰电压，而开关管本身的损耗基本不变。在工作原理上电压钳位模式RC的放电时间常数比抑制电压上升率模式更长。以图2为例分析电路的工作过程，并且使用工作于反激式变换器的变压器模型。反激式变压器主要由理想变压器、激磁电感与漏感组成。 图6 无Clamp 时的波形 图7 Clamp：270k+1nF的波形会发生高频谐振而使开关管DS两端电压升高，但是由于漏感产生的VSPIKE的能量能够及时转移到CC中，而使CC的端电压从次级反射电压VOR上升到最大值(VOR+VSPIKE)；当开关管导通时，CC通过电阻RC放电，这样在下个周期开关管关断前，能够使得CC的端电压从(VOR+VSPIKE)恢复到VOR。这样，只要能够合理设置时间常数，就能保证在一个周期内将漏感转移到CC中的能量释放完毕。CC端电压在理想情况下基本上是恒定的，仅在充、放电时存在一个变化量VSPIKE。而漏感的电流始终和初级电流串联的，所以漏感电流的下降过程就是次级电流的上升过程。而漏感电流的下降过程是由RCD Clamp电路CC上的压降和反射电压VOR的差值决定的，差值越大电流下降就越快，能量传输也越快，因而效率会明显提高。所以，此时开关管DS的电压为(+VOR+VSPIKE)。这样漏感两端的电压将为VSPIKE(一般可取10V~20V)，如图3所示。由法拉第定律可知因漏感引起的初、次级能量传输的延迟时间为： (8)其中，IP为在开关管关断时电感的峰值电流。如果电路参数选择适当，RCD Clam