KumisaIII无大环路负反馈耳放.docVIP

Kumisa III无大环路负反馈耳放编辑笔记：本文的系耳机大家坛上一位名叫悄悄豆的网友翻译的文章。原文及图片/projects/showproj.php?file=jorgen2_prj.htm【译者注：Kumisa III是/index.htm的众多优秀耳机放大器中的一款别出心裁的制作，它摒弃了常见的环路负反馈，却拥有许多负反馈放大器难以比拟的优异特性。作者在设计之初，就考虑到了“反馈端信号滞后于输入端”这个常被人忽略的事实，从而提出了“自由失真”和“零环路反馈”的设计思路。从电路形式上看，设计者取得成功的关键是：（1）采用全对称的结构是保证低非线性失真特性的基础；（2）A类工作状态，较大的偏置电流是消除交越失真的因素；（3）无环路负反馈是避免瞬态互调失真的关键；（4）元件的精心选择确保了放大器足够的带宽，既提高了放大器的速率，又进一步降低了失真。】【译文】正如其他设计者一样，我也希望能设计出世界上最好的耳机放大器。要想做到这一点却有很多问题，比如电路形式上是用“单端”还是用“全对称”？是用大环路负反馈还是局部负反馈甚至无反馈？是用分立元件还是用集成电路？单端电路的失真比全对称电路大，它们的音乐味就来自于这些失真，有的人可能说单端放大器的音色更加丰富多彩。使用全对称技术，一只三极管上出现的失真会或多或少地被它的互补三极管抵消。先前的版本里我使用AD844得到了满意的结果，这次我决定用全对称的电路来完成设计。从理论上说，负反馈并没有什么不妥，但是从听感上大家都反感它。反馈通常是用来矫正放大器的失真，为什么不尝试设计一种“自由失真”放大器来替代它呢？我们试想一下，如果失真是出现于反馈环的参考点上（*+-相输入端）会有什么结果，（*放大器怎么能区分）哪些是由两只三极管产生的呢？反馈放大器总存在延迟，信号从输入端到输出端，然后再进入反馈端，大约需要100纳秒，在此时间内输入信号已经不是反馈端要修正的信号，而是一个新的信号了。在Kumisa II中使用了AD844，虽然取消了DC伺服电路，电流源也用一只特殊的三极管提速了，但是反馈延迟的问题仍然存在。把局部反馈改成环路反馈，降低了失真和输出阻抗，然而却带来了其他问题。在Headwize上发表Kumisa II不久，我收到了一封讨论“反馈”的Email，而我的一位朋友也问我“为什么不用前馈来代替反馈”。这让我想到了一辆凯迪拉克——拥有大型V8发动机，虽不能达到最大的速度极限，但无论上坡下坡总能维持相同的速度。按照这个理论， “反馈”并非唯一的思路，这次我采用了另一个方法——无负反馈。Kumisa III的设计目的是：高带宽和高转换速率，因为它能够为避免高频段发生的相位失真提供更高的安全保证，而且我喜欢低阻抗和大电流裕量。根据上述要求，我认为只有使用电流反馈型运放的电路电路形式，其特点是快速和低失真，而且为了避免产生交越失真，放大器将工作于大约7W功耗的纯甲类状态。该放大器在原理图见图1，Q2和Q3构成输入级，形成标准的“共射”放大器。流经Q2和Q3集电极的电流为2.5mA（在两只1.8K电阻上分别产生4.5V电压）而流经下一放大级（Q7和Q8）的电流为11.4mA（在两只390Ω电阻上分别产生4.44V电压）。Q5和Q6构成一个电压源，其发射极电压分别为+2.7V（Q5）和-2.7V（Q6），该电压在Q2与Q6之间的820Ω电阻上产生约2V的电压降（另外一路在Q3与Q5之间）。在无输入信号的静态情况下，流经Q2和Q3的电流均为2V/820Ω=2.4mA，这种Q2与Q3上的电流平衡随输入信号而对称波动，如果输入+1V电压，将在Q2上产生3V/820Ω=3.7mA的电流而Q3上则产生1V/820Ω=1.2mA电流。（**）输入C2389/A(120V,0.05A0.3W,140M,2.5p)可以用C2856/A1191、C2240/A970代换(C2856：120V 0,1A 0,4W 130M 3,2P，NF：MAX=1.5db C2240: 120V 0,1A 0,3W 100M 3P，NF：MAX=2db) Q7和Q8上的390Ω电阻确保上述的电流波动不少于4mA，我相信这样高的静态工作电流足以让所有的三极管永远工作于各自的线性放大区内，并一直处于纯甲类状态。只有末级才会出现从纯甲类变成普通的AB类的情况，那也只有在输出电流超过静态电流时才会发生。高电流设计会使这些三极管产生一定的热量，但是不会超过35°C。Q1/Q7和Q4/Q8形成两个电流镜电路。Q1是Q7的补偿（*温度）二极管，Q4是Q8的补偿（*温度）二极管，Q1的Vbe与Q7的Vbe相互中和使其误差小于60mV，使本级成为具有4.6倍电流增益的电流镜。在输入电压为1V的情况下经过Q2的电流为3.7mA，而流经Q7的电流