高频电子线路第七章角度调制与解调解说.pptVIP

图7.2.1给出了调制信号分别为单频正弦波和三角波时的调频信号和调相信号的有关波形。  2.鉴频原理 从式(7.2.1)所示调频信号表达式来看, 由于随调制信号uΩ(t)成线性变化的瞬时角频率与相位是微分关系, 而相位与电压又是三角函数关系, 所以要从调频信号中直接提取与uΩ(t)成正比的电压信号很困难。 3.扩展直接调频电路最大线性频偏的方法 设调频电路产生的单频调频信号的瞬时角频率为： 经过n倍频电路之后，瞬时角频率变成： 可见n倍频电路可将调频信号的载频和最大频偏同时扩大 为原来的n倍，但最大相对频偏仍保持不变。 若将瞬时角频率为ω2调频信号与固定角频率为ω3=(n+1) ωc的高频正弦信号进行混频，则差频为 扩展直接调频电路最大线性频偏原理图 7.3.3 间接调频电路 变容二极管相移网络 (a)变容二极管可控相移网络 (a)图给出了变容二极管相移网络的实用电路，(b)是其高频等效电路。对于高频载波来说，三个0.001μF的小电容短路；对于低频调制信号来说，三个0.001μF的小电容开路，4.7μF电容短路。 (b)交流通路 借助下图所示并联LC回路阻抗的幅频特性和相频特性，将输入视为电流信号，输出视为电压信号，我门来讨论以下三种不同的情况。 (a) (b) (1)若LC回路中心角频率恒定为w0，输入载波的角频率wc=w0，则称回路处于谐振状态，输出载波信号的频率不变，相移为零。 (2)若LC回路中心角频率仍恒定为w0，输入是载频wc=w0的等幅单调频电流信号，瞬时角频偏为△ωmcosΩt，则回路处于失谐状态，如图(a)所示。 (3)与情况(2)相反,若输入是角频率恒为ωc的载波信号,LC回路的中心角频率ω(t)发生变化,满足ω(t)=ω0+△ωmcosΩt, 且ω0=ωc，如图(b)所示，显然， 回路也处于失谐状态，不过是由于回路阻抗特性曲线的左右平移而产生的。这时输出电压的振幅变化与相位变化的情况与(2)完全相似，从图中可以很清楚地看到。 LCj回路中心角频率表达式，在m较小时，有： 因为输入载波角频率ωc=ω0，所以瞬时角频率差为： 当失谐不大时，回路输出电压与输入电流的相位差为： 当 时，有近似式： 可求得： 三级单回路变容二极管相移网络组成的间接调频电路 式中Qe是LCj回路有载品质因数。 2.扩展间接调频电路最大线性频偏的方法 由变容二极管相移网络的分析和式可知，调相电路的调相指数Mp受到变容管参数的限制，而调相信号的最大频偏△fm又与Mp成正比，故△fm也受到限制。因此，间接调频电路的最大线性频偏受调相电路性能的影响，也受到限制。这与直接调频电路的最大相对线性频偏受限制不一样。 为了扩展间接调频电路的最大线性频偏，同样可以采用倍频和混频的方法。 例7.2 已知调制信号频率范围为40Hz~15kHz，载频 为90MHz，若要求用间接调频的方法产生最大频偏为75 kHz的调频信号，其中调相电路Mp=0.5π/6，如何实现？ 解：(1)若单独进行调相，则Mp=0.5的调相电路对于最 低调制频率Fmin和最高调制频率Fmax能够产生的频偏是不同 的，分别为： (2)现采用包括调相电路在内的间接调频电路，则产生调 频信号的最大相偏Mf就应该是内部调相电路实际最大相偏 M’p,有 显然，此时的实际最大相偏M’p ，与调制频率成反比 设输入间接调频电路的单频调制信号为： 经增益为1的积分电路输出后为： u2即为输入调相电路的信号因此有: 可见，由于相同振幅的各调制分量经过积分电路后，振 幅减小，且减幅程度与频率成反比，故造成不同调制频率分 量在调相电路里所获得的实际最大相偏M’p不一样，最小调 制频率Fmin分量获得的M’p最大。因为只有Fmin分量才能获 得0.5这一实际最大相偏，故可求得此间接调频电路可获得 的最大线性频偏: (3)因为间接调频电路尽能产生最大频偏为20Hz的调频 信号,与要求75 kHz相差甚远,故可以在教低载频fc1上进行调 频,然后用倍频方法同时增大载频与最大频偏。因为要求的相 对频偏 ，故fc1=20×1200=24kHz。 由于24 kHz作为载频太低，所以可采用倍频和混频相结 合的方法。一种方案如图所示。 7.4 鉴频电路 7.4.1 鉴频电路的主要性能指标 1.鉴频线性特性 2.鉴频线性范围 3.鉴频灵敏度 7.4.2 LC回路的频幅和频相转换特性